[0002] 本申请要求于2005年10月14日提交的美国临时申请第60/727,200号的权益。
技术领域
[0003] 本公开涉及具有多相架构的DC到DC变换器。
背景技术
[0004] 本部分中的陈述仅提供与本公开相关的背景信息，并且可以不构成
现有技术。
[0005] 各种类型的DC到DC变换器是已知的，它们包括以多相配置工作的两种或多种变换器。例如，多相DC到DC变换器是已知的，其采用两个独立的
串联谐振变换器。两个谐振变换器的输出在
相位上偏移开九十度。这导致在输出端产生重叠
电流(overlapping current)。然而，如本
发明的
发明人认识到的那样，由于输出电流实质上是正弦的，所以即使利用重叠，输出电容器中的波纹电流仍可能会相当高。另外，谐振组件必需很好地匹配以实现两个变换器之间的可接受的电流共享(current sharing)。否则，输出电容器中的波纹电流将会更高。此外，因为变换器的工作
频率典型是变化的以实现调节，所以难以在所有工作条件下实现
软开关。这导致较低的效率和较高的
电磁干扰(EMI)。因此，需要对现有的多相DC到DC变换器进行改进。
发明内容
[0006] 根据本公开的一个方面，多相DC到DC变换器包括输入端、输出端、至少第一和第二变换器、电感器、输出电容器和驱动
电路。驱动电路被配置成开关第一和第二变换器，使第一和第二变换器之间具有预定
相移。电感器被可操作地连接到第一和第二变换器，并且输出电容器被可操作地连接在电感器和输出端之间。
[0007] 根据本公开的另一方面，多相DC到DC变换器包括输入端、输出端、至少第一和第二变换器、电感器、输出电容器和驱动电路。驱动电路被配置成开关第一和第二变换器，使第一和第二变换器之间具有预定相移。输出电容器被可操作地连接在第一和第二变换器与输出端之间，并且电感器被可操作地连接在(a)第一和第二变换器与(b)输入端或输出电容器之间。
[0008] 根据本公开的又一方面，多相DC到DC变换器包括输入端、输出端、输出电容器、至少第一和第二变换器、以及可操作地连接到第一和第二变换器的电感器，当第二变换器以相对于第一变换器具有大约九十度的
相位差的方式工作时，电感器在输出电容器中提供基本上为零的波纹电流。
[0009] 根据本文中提供的描述，其它方面和适用范围将变得显而易见。应该理解的是，本文中的描述和具体实例仅仅意在例证的目的，并且并非意在限制本公开的范围。
附图说明
[0010] 本文中描述的附图仅用于例证的目的，并且不管怎样绝非意在限制本公开的范围。
[0011] 图1A是根据本公开的一个方面的DC到DC变换器的
框图。
[0012] 图1B是根据本公开的另一方面的DC到DC变换器的框图。
[0013] 图2是根据本公开的一个
实施例的DC到DC变换器的电路图。
[0014] 图3是绘出图2的DC到DC变换器中的电源开关的操作的时序图。
[0015] 图4是图2的DC到DC变换器中的初级绕组之一处的等效电路。
[0016] 图5是采用同步
整流器MOSFET的多相DC到DC变换器的电路图。
[0017] 图6-10绘出图5的多
相变换器的电流和
电压波形。
[0018] 图11是与图2的变换器相似，但是电感器L1连接到其输入端的多相DC到DC变换器的电路图。
[0019] 图12是与图2的变换器相似，但在初级侧使用全桥拓扑的多相DC到DC变换器的电路图。
[0020] 图13是在初级侧使用全桥拓扑并在次级侧使用桥式整流器的多相DC到DC变换器的电路图。
[0021] 图14是具有四个变换器的多相DC到DC变换器的电路图，每个变换器在初级侧采用半桥拓扑并在次级侧采用
中心抽头全桥整流器。
[0022] 图15示出图14中示出的四个变换器的驱动
信号波形。
具体实施方式
[0023] 各种实施例的以下描述在实质上仅是示例性的，并且并非意在限制本公开的范围及其潜在应用。
[0024] 根据本公开的一个方面的多相DC到DC变换器在图1A中示出并且总体以附图标记100指示。如图1A中所示，多相变换器100包括输入端Vin，输出端Vout，多个变换器102、104、106，电感器L，以及输出电容器C。多相变换器100还包括驱动电路(未示出)，该驱动电路用于开关多个变换器102-106，使它们之间具有预定相移。如图1A中所示，输出电容器C被可操作地连接在多个变换器102-106和输出端之间，并且电感器L被可操作地连接在多个变换器102-106和输出电容器C之间。
[0025] 图1B示出另一多相DC到DC变换器150。图1B的变换器150与图1A的变换器100相似。然而，在图1B的变换器150中，电感器L被可操作地连接在输入端Vin和多个变换器102-106之间。对于本领域的技术人员而言显而易见的是，图1A的变换器中的电感器L的值可以不同于图1B的变换器中的电感器L的值。
[0026] 如下面进一步说明的那样，在图1A和1B的多相变换器中设置电感器L有利地减小了输出电容器C中的波纹电流，平衡了多个变换器102-106中的电流，并且促进了无损开关过渡。这继而导致多相DC到DC变换器与现有技术相比具有改善的效率。
[0027] 尽管在图1A和1B中显示出三个单独的变换器102-106，但应该理解的是，在本公开的任何给定应用中可以采用两个或多个变换器。例如，附加的变换器可以添加到特定实现方案中以实现更高的效率和/或增加的输出功率。无论变换器的数目如何，多个变换器优选地采用相同的拓扑。例如，多个变换器可以是正向变换器、桥式变换器(包括全桥、半桥等)、推挽式变换器等。不同变换器之间的相位差可以取决于所采用的变换器的数目而变化以控制整流后的脉冲的重叠。另外，每个变换器的电源开关的占空比可以取决于谐振参数而变化。例如，如果仅使用两个变换器，则每个变换器可以以大约50％的占空比并以大约九十度的相位差工作。可选地，如果使用四个变换器，则每个变换器可以以大约50％的占空比并以大约四十五度的相位差被开关。
[0028] 此外，每个变换器优选地包括整流电路，诸如中心抽头全波整流器、桥式整流器或用于从AC功率产生DC功率的任何其它适合的整流电路。
[0029] 这些教导可以在广范的多种多样的DC功率应用中采用，包括较高电压以高效率变换成具有电流隔离(galvanic isolation)的较低
输出电压的那些应用。一些实例包括但不限于从48V电信输入总线生成
低电压隔离型输出总线(6V至12V)，以及从高电压(350V至400V)DC整体供电生成低电压输出总线。在这样的应用中，也可以使用预调节器(pre-regulator)或后调节器(post-regulator)以实现更致密的调节和瞬时响应。更一般地，本教导可以用在使用重叠控制驱动的任何交错正向变换拓扑中。
[0030] 图2示出根据本公开的一个特定实施例的多相DC到DC变换器200。变换器200包括输入端Vin，输出端Vout，第一变换器202，第二变换器204，电感器L1，以及输出电容器C4。第一和第二变换器202和204连接在输入端Vin和电感器L1之间。此外，输出电容器C4被连接在电感器L1和输出端Vout之间。
[0031] 在图2的特定实施例中，第一和第二变换器202、204采用相同的拓扑。每个变换器是使其自身的隔离
变压器TX1、TX2连接到整流电路206、208的半桥变换器。在图2的实施例中，整流电路206、208被配置为中心抽头全波整流器。
[0032] 如图2中所示，第一变换器202包括连接到变压器TX1的初级绕组P1的电源开关Q1和Q2。变压器TX1的次级绕组S1和S2被连接到包括
二极管D2和D3的第一整流电路206。第二变换器204包括连接到变压器TX2的初级绕组P2的电源开关Q3和Q4。变压器TX2的次级绕组S3和S4被连接到包括二极管D4和D5的第二整流电路208。寄生电感(包括独立的外部电感器(当其被采用时)以及从次级侧反射的任何寄生电感)被结合并在图
2中的变压器TX1、TX2的初级侧上被显示为Lleak1和Lleak2。电容器C7、C8是阻塞电容器。此外，变压器TX1、TX2均具有N：1的
匝数比。
[0033] 在图2的实施例中，电感器L1和输出电容器C4形成输出
滤波器。尽管图2的多相变换器200被配置为12V DC输出电压电源，但是本公开的教导并不限于此，这对本领域的技术人员而言是显而易见的。
[0034] 在多相变换器200的工作期间，当电源开关Q1或Q2之一被接通时，初级绕组P1被激励。类似地，当电源开关Q3或Q4之一被接通时，初级绕组P2被激励。激励初级绕组P1和P2，会分别激励次级绕组S1-S2和S3-S4。在次级绕组S1-S4被激励时，电
力由第一和第二整流电路206、208整流并被传递到连接到输出端的负载。
[0035] 图3的时序图示出电源开关Q1-Q4如何由本特定实施例中的驱动电路(未示出)以固定频率开关。如图3中所示，变换器被开关，使得第二变换器202相对于第一变换器202以大约90度的相位差工作。然而，应该理解的是，第一和第二变换器202、204可以在不脱离本公开的范围的情况下以其它相位差工作。开关Q1和Q2是互补的。开关Q3和Q4也是互补的，但相对于开关Q1和Q2在相位上偏移开90度。此外，图3示出两个变换器如何以接近百分之五十(50％)的占空比工作。更具体地，在该特定实施例中，两个变换器以
48％的占空比被开关，并且在开关Q1、Q2之间以及在开关Q3、Q4之间有短暂死区时间。
[0036] 如图2中进一步示出的那样，变换器的输出端在
LC滤波器(电感器L1和输出电容器C4)之前短接在一起。具有如上所述的九十度
相位延迟的这种互连会导致重叠输出。如果阻塞电容器C7、C8被选择成与漏电感Lleak1、Lleak2谐振，则这种重叠会有助于流过每个变压器的强制电流(force current)以谐振方式增加或减小。通过适当地选择阻塞电容器C7、C8，漏电感Lleak1、Leak2(可能包括附加的外部电感器和/或从变压器TX1、TX2的次级侧反射的寄生电感)，以及变压器TX1、TX2的磁化电感，零电压接通和
零电流关断可以在所有工作条件下实现。
[0037] 现在将进一步说明图2的变换器200的操作。当开关Q1在时刻T0被接通，第一变换器202正在传递功率时，假定稳定状态条件。当流过初级绕组P1的电流达到反射的负载电流时，早先被充电至电压Vcb的阻塞电容器C7上的电压将放电到零。此时，次级绕组S1、S2两端的电压变为：
[0038]
[0039] 其中N是变压器匝数比。在时刻T1，第二变换器204的电源开关Q3被接通并且变压器TX2被激励。此时，阻塞电容器C8两端的电压是Vcb。第二变换器204的次级绕组S3、S4两端的电压将是：
[0040]
[0041] 由于次级绕组S3、S4两端的电压比次级绕组S1、S2两端的电压大Vcb/N，所以第二变换器204将开始传递负载电流。
[0042] 图4显示出在时刻T1时，初级绕组P2处的等效电路(包括负载
电阻RL的影响)。第二变换器204中的电流由于漏电感Lleak2和阻塞电容器C8而以谐振方式增加，直到该电流达到与反射的负载电流相等的值。此时，由第二变换器204传递的电流将遵循反射的负载电流，该反射的负载电流由电感器L1保持恒定。因此，谐振条件由另一变换器202强加。
[0043] 流过第二变换器204的电流增加的速率与流过第一变换器202的电流减小的速率相同。当流过第二变换器204的电流等于反射的负载电流时，流过第一变换器202的电流将为零。因此，流过变换器202、204的电流的增加或减小将是谐振的。谐振频率将由漏电感Lleak1、Lleak2和阻塞电容器C7、C8确定。
[0044] 如果适当地选择谐振组件，则可以使反射的负载电流始终在开关关断之前谐振回到零。在反射的负载电流为零的情况下，在电源开关Q1关断期间流过电源开关Q1的电流仅是变压器TX1的磁化电流。通过为变压器TX1选择磁化电感，使其足以为开关Q1的输出电容充电，为开关Q2的输出电容放电，并在
能量仍然在开关Q2的
体二极管中循环时接通开关Q2，开关Q2的
零电压开关可以得到实现。在每次电流从变换器202、204中的一个转移到另一个时，电流操作和等效电路都是相同的。
[0045] 在图2的多相变换器中包括电感器L1，基本上减小或消除了输出电容器C4中的波纹电流。因此，电感器L1的值可以相当小(例如，100nH)。另外，电感器L1有助于实现变换器中的电流平衡，尽管在谐振组件中存在容差或偏差。
[0046] 增加电流上升/下降时间(例如，通过增加谐振频率)，会增加可获得的死区时间的量。在许多已知的变换器中，峰值电流随着死区时间的增加而增加，这会导致更高的RMS电流。然而，在图2的多相变换器200中，由于电感器L1，峰值电流不随死区时间的增加而增加。
[0047] 在可选实施例中，可以使用同步整流器FET(例如MOSFET)来代替二极管(例如，在整流电路206、208中)以进一步改善效率。由于(在同步FET被使用时)流过同步FET的电流在接通和关断期间为零，所以可以消除FET上的电压尖脉冲。此外，通过适当地选择驱动定时，还可以消除体二极管传导。即使为了安全工作而允许一些体二极管传导，损耗仍将是可以忽略的，因为在关断期间电流几乎为零。图5示出与图2的变换器200相似，但采用同步整流器MOSFET(来代替二极管D2-D5)的多相隔离型DC到DC变换器300。
[0048] 图6-10绘出为275V DC输入电压、12V输出电压、100A输出电流和1200W输出功率配置的图5的多相隔离型变换器300的电流和电压波形。两个半桥变换器以200kHz工作，产生800kHz的输出波纹频率。
[0049] 图6绘出两个变压器的初级绕组中的电流210、212。如图中所示，初级电流210、212均具有三
角波形。类似地，次级电流(未示出)是三角形的，隔离型变换器300的输入和输出电流也是如此。此外，波形210和212的改变速率基本上相同。结果，输出电容器C4中的波纹电流可以基本上为零。例如，波纹可以高达电容器C4中的电流的2％。然而，应该理解的是，波纹电流会取决于寄生电感Lleak1和Lleak2和/或第一和第二变换器202和
204的占空比的值而变化。
[0050] 图7绘出开关Q1两端的电压214(Vds)和流过开关Q1的电流216(Id)。这些波形214、216显示出除了在关断时的小磁化电流以外，在开关过渡期间不存在任何电压或电流重叠。
[0051] 图8绘出开关Q1如何以零电流接通。图9绘出开关Q1如何以零反射负载电流(除了小磁化电流以外)关断。图10示出初级绕组中的电流210和相关同步整流器MOSFET的
门驱动218。这些波形示出初级侧的反射负载电流几乎为零，除了在同步整流器关断时的小磁化电流以外。这意味着体二极管并没有传导任何可察觉的负载电流。
[0052] 图11示出根据本公开的另一实施例的多相DC到DC变换器400。变换器400与图2的多相变换器200相似。然而，在图11的变换器400中，电感器L1被可操作地连接在变换器202、204和输入端之间。更具体地，图11中的电感器L1被连接在变换器202、204和输入电容器C1之间。通过包括任选的缓冲电路402、404(其可以是R-C
缓冲器)，图11的变换器400可以实现与图2的变换器200相同的结果。在制造某些DC到DC变换器时，将电感器L1连接到输入端比连接到输出端更容易。在这些情形下，图11的实施例比图2的实施例更可取，因为两个实施例都能实现基本上相同的结果。
[0053] 图12示出根据本公开的另一实施例的多相DC到DC变换器500。变换器500与图2的多相变换器200相似。然而，在图12的变换器500中，在变压器T1、T2的初级侧采用全桥拓扑。
[0054] 图13示出根据本公开的又一实施例的多相DC到DC变换器600。变换器600在变压器T1、T2的初级侧上采用全桥拓扑，并在次级侧上采用桥式整流器。
[0055] 图14示出根据本公开的另一实施例的多相DC到DC变换器700。如图14中所示，变换器700在变压器T1-T4的初级侧上包括四个半桥变换器，并在次级侧上包括四个中心抽头全波整流器。如图15中所示，每个半桥变换器均以大约百分之五十(50％)的占空比并且以大约四十五度(45°)相位差工作。
[0056] 除了上述益处之外，本公开的教导可在任何给定实现方案中提供以下附加的优点：更高的效率；效率几乎与开关频率无关；更低的电压
应力从而允许更低额定电压的整流器；减小的
开关损耗和同步整流器(在被采用时)中的体二极管传导损耗；由于更高的开关频率而具有高功率
密度而不损失效率；缓慢的上升电流从而导致较低的EMI；
半导体上的更低应力；由于同步整流器体二极管(在被采用时)中没有反向恢复电流而具有低噪声；由于更少的
硅的使用而具有更低成本；以及由于少的输出
滤波器组件而具有更低成本和更高的功率密度。
