本发明通常涉及低失真高频放大电路，尤其涉及用于放大多频音输入信 号的高输出功率的前馈放大器电路，并使产生的互调失真产物最小。

对多频音高频输入信号的放大，如无线通信中的应用，通常会产生不希 望有的互调频率，并导致放大输出信号的失真。为减少这种互调失真 (IMD)，常规的处理技术是采用一个辅助校正放大器，在与互调(IM) 产物相同的失真频率上提供校正信号。这些校正信号通常与其相关的互调 产物在相位上反相，即相差180度；这样的互调产物、校正信号经过输出 混合器，在输出混合器中进行信号矢量叠加，实现其信号的相消。从而使 得，经输出混合器后的放大输出信号实际上只包含了输入信号的基本频 率，即输入信号中的多频音分量。

图1描述了一种常规低失真前馈放大器电路。在该电路中，校正信号的 产生需经以下步骤：首先，将多频音输入信号施加于输入耦合器或功率分 配器2，把输入信号分成两路信号。其中的一路信号经由移相器3至主放 大器4，对多频音信号进行放大，并在此过程中产生了不希望有的失真产 物(或称互调产物)。然后，主放大器4的输出信号连接至耦合器5，把 一部分放大信号(包括基频和互调产物)耦合至相消耦合器7的一输入端。 与此同时，输入耦合器2的另一分路信号经过延迟线6后，施加于相消耦 合器7的另一输入端。如果相消耦合器7两个输入信号中的基频分量选择 为适当的功率大小、并且相位相差180度，则经相消耦合器7后，基频分 量相消为零，使得输出中只含互调产物。这些互调产物经移相器8至校正 放大器9进行信号放大。所得的只含互调产物的校正放大器输出信号，将 作为输出混合器13的一个输入。输出混合器13的另一个输入是主放大器4 的放大输出经由耦合器5、延迟线11后的信号。通过调整校正放大器的增 益系数、校正信号的相移，可使输出混合器两个输入信号中的互调产物相 消，从而得到大体上无失真的输出信号。

第5304945号、名称为“低失真前馈放大器”的美国专利，是采用以上 所述技术的低失真放大器电路的典型范例，本人此作为受让者，拥有其转 让的技术。该专利中电路采用两级的校正放大器与校正环路，以更好地降 低失真产物。其所公开的技术的理论依据是：使基频分量在一对耦合器里 实现完全相消，以产生最优的校正信号。

第4583049号、名称为“前馈电路”的美国专利，公开了针对单音频输 入信号的一种类似的失真产物相消技术。在该技术中，单音频输入信号由 输入耦合器进行分路，其中一路耦合器输出信号施加于主放大器。主放大 器在放大过程产生了不希望有的、分布于载波两侧的寄生信号。去除这些 寄生信号，除了需更精确地控制该电路各支路中各频率的相移外，可大体 采用如图1所示、上述的适用于多频音情况下的相同技术。

在本发明的一种推荐实施方式中，所用低失真放大器电路的类型为：在 前馈回路中采用一个主放大器和一个校正放大器。该放大器电路尤其适用 于放大多频音输入信号。其中，主放大器既放大多频音输入信号以产生放 大的基频信号功率，同时也产生了不希望有的失真产物。校正放大器在失 真产物频率上产生校正信号，以相消主放大器产生的不希望有的失真产 物。与此同时，校正放大器也放大多频音输入信号，并与主放大器放大后 的多频音输入信号相结合，从而增加该电路的整体放大能力。

由此可见，前面描述的现有技术中的放大器电路，其输出功率方面的缺 陷可通过本发明推荐的典型实施方式来加以克服。也就是说，现有技术中 采用的一个或多个校正放大器，只单单用来提供校正信号，不能增强基频 的输出功率。并且事实上，这些现有技术中采用的校正回路，由于位于主 放大器后的各器件上实际存在的功率损失和耦合损失，还将最终降低基频 输出功率。而本发明的推荐实施方式，在使电路复杂度保持较低的同时，其 基频输出功率大体上是现有技术中其它可实现电路的两倍。与此同时，电 路中的主放大器和校正放大器可采用完全相同或非常相近的放大器，并使 施加于两个放大器的输入功率基本相等，从而获得优良的温度稳定性。

在本发明的一种推荐实施方式中，含有至少一个基频的输入信号经过第 一级耦合器后，被分成第一路信号和第二路信号。第一路信号经过主放大 器后，既放大了有效信号，又产生了不希望有的失真产物。之后，主放大器 输出信号连接至第二级耦合器，以产生耦合信号和直达信号，两者均为主 放大器输出信号的模拟复制。第二路信号和耦合信号，以一个预定的相对 相位关系，分别作为第三级耦合器的第一输入和第二输入连接至第三级耦 合器。然后，第三级耦合器从第二路信号的基频信号能量中减去耦合信号 的基频信号能量，以产生包含基频和失真产物频率的第三路信号。第三路 信号被连接至校正放大器，放大并产生校正放大器输出信号，然后再连接 至输出混合器的第一输入端。同时，直达信号被连接到输出混合器的第二 输入端。校正放大器输出信号和直达信号，其对应频率分量的相位关系将 满足：既使基频分量相加，又使失真产物相消。这样使得，放大器的输出 信号做到：在使失真产物大体相消的同时，又使最终基频输出信号大于主 放大器的基频输出。

为了更全面地了解本发明，须结合其所带附图对其示范性实施方式加以 介绍。以下为其所带附图的简要说明：

图1描述了现有技术中前馈放大器电路的原理图；

图2为基于本发明的放大器电路的电原理图；

图3-4以表格的形式说明了图2所示电路中各信号幅度、相位之间的 关系。

在描述本发明示范性实施方式中的放大器电路时，为方便起见，在下仅 描述一个用来放大高频范围内的双音频输入信号的低失真放大器。当然， 本发明也同样可用于实现多于两个音频的输入信号的低失真放大。此外， 当所用放大器单元会按其它方式产生不希望有的寄生信号时，本发明还可 用于进行单音频输入信号的低失真放大。

图2所示为基于本发明的低失真放大器电路10，它用于线性放大输入 信号Sin，以产生输出信号Sout。对图2所示的示范性实施方式，输入信号 Sin为双音高频信号，是在第一基频f1、第二基频f2上的正弦信号，其中 f2高于f1。频率f1和f2可处于标准的无线通信频段800-960兆赫兹的 附近范围内；然而不用说，本发明也可用于更高和更低的频带范围。如图2 所示，对Sin中f1、f2以及其它信号中所含的频率分量，在图中以矢量形 式加以表示，以便于描述每个相同频率分量在电路10中各点处的相位关 系。对每个频率分量而言，向上方向矢量与向下方向矢量的相位正好反相。

输入信号Sin连接至第一级耦合器或功率分配器C1的输入端12，把信 号Sin分成两路，即：“耦合通道”输出端16的信号S1、“直达通道” 输出端18的信号S2。耦合器C1通常为一无源器件，如常规分支线耦合器 或威尔金森(Wilkinson)型分路器，它们将输入功率非均衡地分配到两个 输出端，最好是对端口18提供较高功率。举例而言，信号S2的信号电平 可能比信号S1的高1至10dB。其中，信号S1中只含f1、f2的频率分量， 它被连接至功率放大器A1进行放大，在放大器的输出端量7输出放大信号 S3。这里的放大器A1可以是运行于A类、AB类或B类的常规高频放大 器，其功率增益为30dB的量级，射频输出功率为50W的量级。适于以上要 求的放大器，在技术上是已知的，并可从大量制造商处得到其实用化的商 品。

放大信号S3，既含有f1和f2的放大频率分量，又含有不希望有的、在 频率f3和f4上的互调失真(IMD)产物，其中，f3为一有代表性的比f1 低的频率，f4为一个比f2高的频率。众所周知，当双音频或多频音输入信 号经过一个放大器时，并非为理想的线性放大，通常会在可预知的频率上 产生IMD产物。当放大器运行在其饱和区或增益抑制区时，这些不希望有 的IMD产物尤为明显。而且，放大器运行在增益抑制区的程度越深，产生 的IMD产物就越高。此外，运行于AB类或B类的放大器，在进行多频音 输入信号的放大时，往往会产生较高的IMD产物。一般而言，IMD产物 的电平为-30dBc的量级(即比基频或载频电平低30分贝)。

现参照图3-4所示表格，并结合图2所示电路10，详细描述电路10 中各信号的电压和相位关系。为简化以下讨论，将忽略电路10中各器件内 的功率损失和电压驻波比(VSWR)损失——熟练的技术人员能容易地补 偿这些损失，以优化电路性能。首先从输入信号Sin开始讨论，该信号含频 率为f1、f2的正弦分量，对应电平分别为V1和V2。在本讨论中，Sin的 相位任意。信号S1中的f1、f2分量的电平分别为C11V1和C11V2，其中 C11为耦合器C1的耦合系数。并且，信号S1中f1、f2分量的相位被定义 为零度。同样地，信号S2中f1、f2正弦分量的电平分别为 和 ，其相位也同样假定为零度。信号S3中f1、f2分量的电平分别 为G1C11V1和G1C11V2，其中G1为放大器A1的电压增益。信号S3中 f1、f2分量的相位分别为-Φ10和-Φ20，其中-Φ10和-Φ20分别代表f1、 f2分量经过放大器A1时的插入相位滞后(负号表明为相位滞后)。此外， 信号S3中还包含f3、f4分量，其电平分别为V3和V4，参考相位为零度。

继续参照图2-图4，信号S3被连接至耦合器C2的输入端22，其中， 耦合器C2可以是常规混合型耦合器(如：分支线耦合器)、后向起动型 (backward firing)耦合器或威尔全森型耦合器，其耦合系数为C22，通 常在-10～-20dB的范围内。也就是说，输出耦合端26的耦合通道信号S4， 其电平比从直达端口24输出的直达通道信号S8的电平要低10～20dB。 信号S4中各频率分量的电平各为信号S3中相对应频率分量电平的C22倍。 相类似地有，信号S8中各频率分量的电平各为信号S3中相对应频率分量 电平的 倍。此外，信号S4和S8中f1-f4分量的相位相同——即 分别为-Φ11--Φ41。其中，相位值-Φ11和-Φ21分别为经过放大器A1时 的相应插入相位滞后-Φ10和-Φ20，加上经过耦合器C2时在相应频率f1、 f2上的相应插入相位滞后后的所得结果。相位值-Φ31和-Φ41分别代表经 过耦合器C2时在相应频率f3、f4上的插入相位滞后。当采用“同相”耦 合器，如非均衡分配式威尔金森分路器等，作为耦合器C2，则信号S4中 各频率分量的相位与信号S8中对应频率分量的相位相同。当耦合器C2采 用分支线耦合器或其它混合型耦合器时，信号S4与S8的相位将相差90 度。这些相位上的差异很容易在电路10中的其它地方加以补偿。

另外，耦合通道信号S4连接至移相器28，本例中将该移相器设计为： 在频率f1-f4中的任一频率上，均有180度的相移。大量制造商均可提供 满足以上要求的商品化移相器，它们在某个特定感兴趣频段内相对于频率 具有均匀平滑的相移特性。其中，被广泛采用的移相器包括：可变电容型 移相器、PIN二极管移相器和Shiffman移相器。如果频率f3和f4间的 频带宽度越窄，移相器28在所有感兴趣频率上的性能就将越接近理想情 况，实现180度的相移。实际上，只要我们利用的频段在一个很窄的范围 内，采用简单的半波长固定长度传输线作移相器28即可。

在任何情况下，从移相器28流出、并连接至耦合器C3耦合端29的信 号S5，总包含着与S4相同的频率分量f1-f4，两者相位相差180度，且 电平大小相同(此处忽略了应减去的移相器28中的损耗)。因此，信号S5中 的f1、f2分量，其电平分别为C22G1C11V1和C22G1C11V2，对应 相位分别为-Φ11-180和-Φ21-180。

流入耦合器C3输入端27的信号S6，实质上为信号S2经过延迟线DL1 延迟所得。延迟线DL1，最好可以是固定长度的微带传输线，并使其在频 率f1、f2上分别有-Φ11和-Φ21的相位滞后。这里的相位滞后值-Φ11、- Φ21分别等于对应频率f1、f2经过放大器A1和耦合器C2后的插入相位 滞后。因而，信号S6中的f1、f2分量与本例中信号S5的对应频率分量在 相位上相差180度。

本发明的一个重要方面就在于耦合器C3的作用，最好我们将它功能设 计为：从信号S6中减去信号S5，以产生包含频率f1-f4的信号S7。在 所述范例中，信号S7中f1、f2频率分量的相位值，等于信号S6中对应f1、 f2频率分量的相位值延迟90度后的值，即分别为：-Φ11-90和-Φ21-90。 当然，信号S7也可选取其它的相位值，这主要取决于所用的耦合器C3的 类型以及它的电长度(不管取什么相位值，其结果均适于补偿信号S8流过 延迟线DL2时其电延迟长度的影响)。由于耦合器C3设计为相减运算，所 以信号S7中f1、f2频率分量的电平分别为 乘 以V1和V2，其中C33为耦合器C3的耦合系数。为得到如上所述的相位 值，以上电压值必须为正值；否则，信号S7的相位值将翻转180度。另外， 耦合器C3的加入和作用，还将产生信号S7中的f3、f4频率分量，其电 平分别为C33C22V3和C33C22V4，相应相位分别为-Φ31-270和-Φ21 -270。

为使信号S7中各频率分量实现上述的幅度、相位关系，耦合器C3采用 一个常规方向耦合器即可，它包括输入端、输出端、耦合端和隔离端，这 些在该技术中是公知的。在电路10中，该常规耦合器的具体连接为：输入 端与线27相连，隔离端与线29相连，直达通道输出端与线31相连，耦合 通道输出端则连接一匹配负载。该耦合器的连接形式为一常规减法器。适 于以上要求的方向耦合器有：“同相”型耦合器、混合型耦合器(如：分支 线耦合器或环形波导(rat-race)耦合器〕。如果采用混合型耦合器，则 其本身固有的附加90相移必须加以考虑。

信号S7中的f1、f2基频分量，与信号S8中的对应基频分量在相位上 相差90度；与此同时，信号S7中的f3、f4失真频率分量，与信号S8中 的对应失真频率分量在相位上相差270度。信号S7和S8基频分量间的相 对相位差，与信号S7和S8失真频率分量间的相对相位差之间，存在着180 度的差异。可以看到，两个相对相位差之间存在的180度的差异，将使得 能做到：既使基频分量合成以产生更高输出功率，又可抵消失真产物功率。

继续参照图2-图4，对信号S7中频率f1、f2的电平或功率大小，最 好使其稍低于信号S1中对应的相应值。具体而言，对连接至放大器A2的 信号S7中的基频分量，其电平大小最好为信号S1中对应基频分量电平的 倍。基于以上方法，最好选择放大器A2的增益系数G2等于放大器 A1的增益系数G1，从而可使输出混合器39的两个输入端的输入功率相 等，输出混合器39将在下面描述。这样，对放大器A1和放大器A2来说， 可选用增益系数和插入相位滞后特性完全相同或非常相近的器件，以消除 温度和偏置配置变化对其性能的影响。结果发现，这样的实现电路具有优 良的温度稳定性。对信号S7和S1而言，要满足以上所述的电压关系，须 适当选择耦合系数C11和C22，且G1＝G2，并满足以下所示方程(忽略功 率损失和VSWR损失)： $\sqrt{1-{C_{22}}^2}\sqrt{1-{C_{11}}^2}-C_{33}{C}_{11}{C}_{22}G1=C_{11}\sqrt{1-{C_{22}}^2}---\left(1\right)$ 方程(1)可从图3、图4所示表格的电平关系中推导出来。

不管是否使信号7的电平大小满足上述关系，包含频率分量f1-f4的 信号7，都将经增益系数为G2的放大器2进行放大，产生放大信号S9。 信号S9中f1-f4频率分量的对应相位分别为(-Φ11-90-ΦA21)；(-Φ21- 90-ΦA22)；(-Φ31-270-ΦA23)；(-Φ41-270-ΦA24)，单位为度，其中，- ΦA21--ΦA24分别为对应频率f1-f4经过放大器A2时的插入相位滞 后。

信号S9中包含失真频率f3、f4上的失真产物，分别记为“f3，S9”和 “f4，S9”。这些失真产物主要为信号S7中对应的失真频率分量的放大信 号。另外，信号S8经延迟线DL2后的所得信号S10，将包含对应频率f3、 f4上的失真产物“f3，S10”和“f4，S10”。同时，信号S10还包含f1、 f2上的对应基频分量“f1，S10”和“f2，S10”。在此，最好使f1，S9和 f2，S9的电平分别等于f1，S10和f2，S10的电平。要做到这点，可如前面所 述，使放大器A1、A2的增益系数相等。此外，还最好使f3，S9的电平与 f3，S10的相同，f4，S9的电平与f4，S10的相同。还要使得，在f1，S9和f2，S9 的相位尽可能分别等同于f1，S10和f2，S10相位的同时，又使f3，S9和f4，S9 的相位尽可能分别与f3，S10和f4，S10的相位相差量80度。

图4详细描述了信号S9和S10间存在的、如上所述的相位和(电平〕 幅度关系，从中我们还可知道：f1，S9和f2，S9的电平大小分别为 乘以V1和V2；同时，f1，S10和f2，S10的电平 大小分别为 乘以V1和V2。当f1，S9和f2，S9的相位分别等于 f1，S10和f2，S10的相位，且S9和S10的对应电平也相等时，则在输出混 合器36中，频率分量f1和f2将相加。延迟线DL2的功能为：通过插入一 个插入相位滞后，来补偿经过放大器A2、耦合器C3端口27与31间通道 时的插入相位滞后，以实现如上所述的相位关系。延迟线DL2可以是简单 的固定长度传输线，如微带线，以提供所需的相位滞后，这里的相位滞后 是频率的函数。另外，延迟线DL2也可用来补偿电路中连接各元器件所用 导线带来的插入相位滞后，如：移相器28和耦合器C3端口29之间的连接； 耦合器C3端口31和放大器A2输入端之间的连接等等。

延迟线DL2还可用来补偿信号S5经过耦合器C3，以及信号S7中f3、 f4分量经过放大器A2时所带来的插入相位滞后。在最简单的情况下，采用 固定长度传输线作延迟线DL2即可。然而，f3，S9和f4，S9的信号能量分 别由以下两部分组成：1)对f3，S7和f4，S7信号分量的放大；2)放大 f1，S7和f2，S7信号分量时，由固有的互调失真而新产生的在f3和f4上的 失真产物。利用一些放大器，从放大的f3，S7和f4，S7的功率中减去新产生 的IMD功率，就可产生人们希望得到的、大小合适的失真功率。也就是说， 新的IMD分量，与由放大f3，S7和f4，S7所得信号S9中的f3、f4分量相 比，相位上相差180度。在此情况下，假定G2＝G1，f3，S7和f4，S7的电 平分别设定为略高于V3/G2和V4/G2。之后，还假定f3，S9和f4，S9的电 平分别等于f3，S10和f4，S10的电平，即 和 。要得到 上述所需电平，只要适当选择耦合系数C33、C22以及增益系数G2即可。

不管怎样，放大器A2最好类似于固定长度传输线，在覆盖f1-f4的频 带范围内具有线性的插入相位滞后特性；即使是在考虑了放大器A2产生 f3、f4上的IMD分量的情形下，也应具有以上特性。这样，最好选择固 定长度传输线作延迟线DL2。然而，在一些情况下，放大器A2中产生的 新的IMD分量，将会妨碍放大器A2在频率f3、f4上具有线性的插入相 位滞后特性。对该问题，可通过改变S7各信号分量相对于S8对应信号分 量的相位关系来加以补偿。也就是说，取f1，S7和f2，S7的相位不等于-Φ11-90 和-Φ21-90，而保持f3，S7和f4，S7的相位分别为-Φ31-270和- Φ41-270时。如果要独立控制f1，S7和f2，S7相对于f3，S7和f4，S7的相 位关系，可通过延迟线DL1，独立控制信号S6的相位来加以实现。改变 S6中的信号相位，使其在频率f1、f2上与信号S5的相位差不等于180， 从而产生所期望的f1，S7和f2，S7的相位改变。但是随之而来的是，f1，S7 和f2，S7的电平也会由于S6减S5的矢量减法而发生相应的改变。于是，对 S7的相应电平改变，自然须通过改变各耦合器耦合系数或其它什么来加以 补偿。

有了如上所述设置好的电平和相位关系，输出混合器36就可分别从端 口39、端口38接收信号S9和S10。对输出混合器36，选择为3db威尔 金森型耦合器较好，它通过其内部负载电阻消耗失真频率上的能量以抵消 信号S9和S10的失真频率功率。如果输出混合器36选用常规3db威尔金 森型耦合器，则端口38和39为该耦合器的两个70.7欧的分支线输出端， 端口40为该耦合器的一50欧输入端。当大小相等、相位相反的两个信号 连接至3db威尔金森型耦合器的两个分路线端口，则两个信号的功率将在 其包含的负载电阻内被消耗掉。同样，当大小相等、相位相同的两个信号 连接至该耦合器的端口38和39，则两个信号的所有功率都将出现在该耦 合器的输入端40。正因如此，在理想情况下，从端口40流出的输出信号 Sout在频率f1和f2上的电平分别为 乘以V1和V2，且 没有频率f3和f4上的失真产物。因而，在理想无损情况下，Sout具有两倍 于前面讨论的现有技术里的前馈放大器的基频输出功率。然而，前面讨论 的现有技术里的前馈放大器，其采用的校正放大器仅用来产生失真频率校 正信号。当然，对本发明需要注意的是：由于电路10中各元器件存在的制 造误差容限，使得难以完全抵消频率f3、f4上的失真产物；并且，实际存 在的功率损耗也使输出功率的提高不能达到3dB。

对本发明还需注意的是，在分别比f3、f4更低和更高的频率上，由于 放大器A2在放大f3，S7和f4，S7的同时产生的固有IMD产物，将产生电平 很低的附加失真产物。它们经过威尔金森混合器后，虽有一定程度的削弱， 但仍将作为信号Sout的一部分而出现。

在以上的推荐实施方式中，我们采用了3db威尔金森混合器36。当然， 如果信号S9中基频分量电平与信号S10中对应基频分量电平不均衡，则混 合器36可采用非均衡式的功率分配/混合耦合器。适用于该情况下的耦合器 包括：非均衡分配式的威尔金森型耦合器和分支线耦合器。

建立如图2所示电路10的放大器电路，并采用频率范围在870-890 兆赫兹内的多频音输入信号进行有关测试。其测试结果表明：IMD电平由 经过主放大器(未经校正放大器)时的-36dBc提高到经过前馈回路中校正 放大器后的.64dBc；该放大器电路的输出功率比只经过主放大器的功率要 高2.7dB.

如上所述，阐述了基于本发明的一种前馈放大器电路的实施方式，它可 用于以一种基本无失真的方式放大单音频或多频音输入信号。与现有技术 中采用的前馈失真相消放大器相比，以上所述的放大器电路的突出优点在 于：采用了误差校正放大器，既在我们不希望有的失真频率上提供校正信 号，以实现失真产物的相消；又能同时提供附加基频功率，从而显著增加 放大器电路的整体输出功率。

当然，这里所述的实施方式只是一个范例，每个熟练的技术人员都可在 不脱离本发明的思想、范围的前提下，对上述的实施方式加以改进和变化。 所有这些变化和改进，均包括在附加的权利要求书中所定义的本发明的范 围内。