技术领域
[0001] 本
发明属于光通信网络技术领域，特别涉及一种相干光系统的
相位噪声补偿方法。
背景技术
[0002] 相较于传统的强度调制/直接检测(IM/DD)系统，将高接调制码型、相干检测和数字
信号处理(DSP)结合的相干光通信系统，具有接收机灵敏度高、
频谱利用率高，系统损伤补偿灵活等优点，已成为现代光通信的研究热点之一。
[0003] 相干光通信系统结构如图1所示，根据其功能可以分为5个模
块：发送端模块101、光调
制模块102、光纤传输模块103、光电检测模块104以及接收端模块105，发射端模块生成的电域信号经过光调制模块转换为光域信号，光域信号经过光纤传输后后通过光电检测器转换成电域信号，接收端模块再对接收到的电域信号进行
数字信号处理以便于之后符号判决较为准确。结合图1，对整个系统的工作流程进行详细介绍。发送端模块主要由比特映射107和脉冲生成器108、109组成，串行输入数据106经过比特映射成为多进制数字信号，多进制数字信号的同号分量I和
正交分量Q经过脉冲成型后成为电域
模拟信号。上述两路
电信号用来驱动
马赫增德尔MZM
调制器112、113实现光调制。其中110表示发送端
激光器，利用分束器111分成两束完全相同的激光，90度
相移器114用来保证同相分量I和
正交分量Q正交。调制后的两路
光信号经过和束器115变成单路光信号，然后送入光纤116中传输，掺铒光纤
放大器(EDFA)117用来实现光纤传输后光信号的放大，118表示光带通
滤波器。光电检测模块主要实现信号由光域转换到电域。接收端激光器119经过分束器分成两束完全相同的激光，
120表示90度相位偏移，121和122表示两个光
耦合器，驱动4个光电
二极管(PD)123、124、125和126。减法器127和128分别对应信号的同相分量I和正交分量Q。将光电检测后电信号的同相分量I和正交分量Q经过
低通滤波器129、130和
模数转换131、132后实现数字
信号处理133。数字信号处理后信号经过信号解调134，可得到与发送端输入比特相对应的比特信号
135。
[0004] 对于相干光通信系统，仍存在一些关键问题亟待解决，例如相位噪声的影响。相位噪声主要由发射端激光器和接收端激光器产生，它会引起相位调制信号的相位抖动，从而极易引起接收端解调错误。相干光通信系统利用了光载波相位与幅度信息，对相位噪声敏感。随着系统调制阶数的增加，调制
星座图点之间的最小
相位差越小，相位噪声对系统性能的影响也更加敏感。因此，对于高阶调制的相干光通信系统，获得补偿性能良好且计算复杂度较低的有效相位噪声补偿方法显得尤为重要。
[0005] 目前，已有许多研究者提出了相位噪声补偿方法。总体来说，可以分为盲相位噪声补偿方法和非盲相位噪声补偿方法。盲相位噪声补偿方法相对于非盲相位噪声补偿方法，无需借助导频或训练序列，节省了带宽，频谱利用率高。如Timo Pfau和Reingold Noe等人提出了盲相位搜索(BPS)方法，同时提出了该方法的高效
硬件实施方案，但该方法虽然相位噪声补偿性能较好，但计算复杂度较高。(文献1，Pfau T,Hoffmann S,Noe R.Hardware-Efficient Coherent Digital Receiver Concept With Feedforward Carrier Recovery for M-QAM Constellations[J].Journal of Lightwave Technology,2009,27(8):989-999.基于M-QAM前馈载波恢复的高效数字相干接收机[J].光波技术学报,2009,27(8):989-
999.)。Jaime Rodrigo Navarro等人提出的n-PSK分割方法(文献2，Navarro J R,Kakkar A,Pang X,et al.Two-Stage n-PSK Partitioning Carrier Phase Recovery Scheme for Circular mQAM Coherent Optical Systems[J].Photonics,2017,3(2):37.圆mQAM相干光系统的二阶n-PSK分割载波相位恢复方案[J].
光子学,2017,3(2):37.)。该方法与调制格式相关。n-PSK分割方法虽计算复杂度低，但其相位噪声补偿性能较BPS较差。
发明内容
[0006] 为了克服现有盲相位噪声补偿方法的无法兼顾性能与计算复杂度的不足，针对C-mQAM相干光通信系统，本发明提出一种低计算复杂度且性能良好的盲相位噪声补偿方法。
[0007] 本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：
[0008] 一种适用于C-mQAM相干光通信系统的盲相位噪声补偿方法，所述相位噪声补偿方法包括以下步骤：
[0009] (1)接收端初始信号处理；
[0010] (2)粗略相位噪声补偿：首先，对接收星座图幅值分割并旋转，然后根据旋转后星座图分布特点构造代价函数；通过最小化代价函数获得初始相位估计值；再经平均滤波后，得到粗略相位噪声估计值并对接收信号进行粗略相位噪声补偿；
[0011] (3)最终相位噪声补偿：利用粗略相位噪声补偿后的符号及其预判决后的符号实现最大似然相位噪声估计并对接收信号进行最终相位噪声补偿。
[0012] 再进一步，所述步骤(1)中，接收端初始信号处理包括以下步骤：
[0013] 1-1对接收端初始信号进行
采样以及归一化处理；
[0014] 1-2实现色散补偿。
[0015] 再进一步，所述步骤(2)中，粗略相位噪声补偿包括以下步骤：
[0016] 2-1对接收星座图幅值分割并旋转，根据星座图幅值分为奇数环和偶数环，对偶数环数据进行2π/N的相位旋转，奇数环数据保持不变，N表示发送端星座图相位分布总数，对于C-16QAM星座图，N＝8；对于C-64QAM星座图，N＝16；色散补偿后的接受符号用r表示，经过星座图旋转后的接收数据用r'表示；
[0017] 2-2根据部分旋转后星座图分布特点构造代价函数：
[0018] J(θ)＝abs(Im(r'·ejθ))-abs(Re(r'·ejθ))
[0019] 其中，J代表当前符号偏转程度的度量，θ表示接收符号的相位偏移，Im和Re分别表示取
实部和
虚部运算，abs是取绝对值运算；当代价函数达到最小时，对应的θ为初步相位估计值，将代价函数近似为余弦函数：
[0020] J(θ)＝Acos(2θ+B)+C
[0021] 利用待定系数法，另θ分别取0、π/2、-π/4，得到A、B和C的值：
[0022]
[0023] 从而，得到初步相位估计值：
[0024]
[0025] 由于星座图关于2π/N对称，存在2π/N的整数倍相位模糊，因此需要对初步相位估计值进行相位解卷绕；
[0026] 2-3为了减小加性高斯白噪声对接收信号的影响，采用平均滤波：
[0027]
[0028] 其中，θ1表示经过相位解卷绕的初步相位噪声估计值，N1表示平均滤
波长度，θest1表示平均滤波后的粗略相位噪声估计值；
[0029] 2-4对接收信号进行粗略相位噪声补偿：
[0030]
[0031] 再进一步，所述步骤(3)中，最终相位噪声补偿包括以下步骤：
[0032] 3-1对粗略相位噪声补偿后的接收信号进行预判决；
[0033] 3-2利用基于判决的最大似然方法进行最终的相位噪声估计：
[0034]
[0035] 其中，y'为粗相位噪声补偿后的符号，d表示y'的判决符号,angle表示取
角度运算，N2为最大似然估计块长；
[0036] 3-3最终相位噪声补偿：
[0037]
[0038] 本发明的技术构思为：在发送端采用圆多阶正交幅度调制(C-mQAM)。C-mQAM调制的星座图主要由相位分布、幅值分布和各环点数决定。通过最优化这些参数可以提高信号的抗干扰能
力。图2中的C-16QAM星座图由4个环组成，各环幅值分别为1、 和各环上四个星座点均匀分布，且奇数环与偶数环上星座点相位交叉分布。图3所示的C-64QAM由8个环和16个相位组成，其分布特点与C-16QAM一致。在接收端，分两步实现相位噪声补偿。
[0039] 利用C-mQAM星座图相位等间隔分布的特点，同时考虑计算复杂度，构造一个低复杂度的代价函数，并对其进行近似求解，得到一个粗相位噪声估计值；考虑到方法性能，利用基于判决的最大似然估计方法对接收信号实现进一步的相位补偿。通常，用收发端激光器线宽与符号时间的乘积(Δν·Ts)来衡量方法性能，当误码率达到FEC上限时，对应的Δν·Ts被称为线宽容忍度。基于60Gbit/s传输距离为160km的相干光通信系统进行了仿真验证，当发送端采用C-16QAM调制码型时，线宽容忍度达到1e-3；采用C-64QAM调制码型时，线宽容忍度达到6.5e-4。仿真结果表明该方法具有良好的性能。通过仿真并计算方法复杂度得到，对于BPS
算法，采用C-16QAM调制码型时，该方法的乘法衰减因子αc和加法衰减因子αa分别为5.49和12.86；采用C-64QAM调制码型时，αc和αa分别为5.39和12.42。可见，该方法的计算复杂度较低，便于
硬件实现。
[0040] 本发明与
现有技术相比，具有如下优点和有益效果：
[0041] 1.对于高阶调制的C-mQAM相干光通信系统，本发明的盲相位噪声补偿方法线宽容忍度高，如对于C-64QAM，线宽容忍度可达6.5e-4，有良好的补偿效果。
[0042] 2.本发明采用简单代价函数并对其近似为余弦函数求解，极大降低了算法复杂度，便于硬件实现。
附图说明
[0043] 图1是现有技术中的相干光通信系统的示意图。
[0044] 图2是本发明
实施例1的发送端C-16QAM调制星座图。
[0045] 图3是本发明实施例1的发送端C-64QAM调制星座图。
[0046] 图4是本发明实施例1的方法原理图。
[0047] 图5是本发明实施例1中在C-16QAM、C-64QAM调制时，误码率与Δv·Ts关系曲线。
[0048] 图6是本发明实施例1中在Δv·Ts＝6.5e-4时接收端数据未经任何相位噪声补偿时的星座图。
[0049] 图7是本发明实施例1中在Δv·Ts＝6.5e-4时接收端数据经过粗略相位噪声补偿后的星座图。
[0050] 图8是本发明实施例1中在Δv·Ts＝6.5e-4时接收端数据经过最终相位噪声补偿后的星座图。
具体实施方式
[0051] 下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细地描述，但本发明的实施方式不限于此。
[0052] 参照图1～图8，一种适用于C-mQAM相干光通信系统的盲相位噪声补偿方法，包括以下步骤：
[0053] (1)接收端初始信号处理，包括以下步骤：
[0054] 1-1：对接收端初始信号进行采样以及归一化处理；
[0055] 1-2：实现色散补偿。
[0056] (2)粗略相位噪声补偿：首先，对接收星座图幅值分割并旋转，然后根据旋转后星座图分布特点构造代价函数，当代价函数达到最小时，对应的θ为初始相位估计值；再经平均滤波后，得到粗略相位噪声估计值并对接收信号进行粗略补偿，分为以下步骤进行：
[0057] 2-1：对接收星座图幅值分割并部分旋转。根据星座图幅值分为奇数环和偶数环，对偶数环数据进行2π/N的相位旋转，奇数环数据保持不变。N表示发送端星座图相位分布总数，对于C-16QAM星座图，N＝8；对于C-64QAM星座图，N＝16；色散补偿后的接受符号用r表示，经过星座图旋转后的接收数据用r’表示；
[0058] 2-2：根据部分旋转后星座图分布特点构造代价函数：
[0059] J(θ)＝abs(Im(r'·ejθ))-abs(Re(r'·ejθ))
[0060] 其中，J代表当前符号偏转程度的度量，θ表示接收符号的相位偏移，Im和Re分别表示取实部和取虚部运算，abs是取绝对值运算。当代价函数达到最小时，对应的θ为初步相位估计值，将代价函数近似为余弦函数：
[0061] J(θ)＝Acos(2θ+B)+C
[0062] 利用待定系数法，θ分别取0、π/2、-π/4，得到A、B和C的值：
[0063]
[0064] 从而，得到初步相位估计值：
[0065]
[0066] 由于星座图关于2π/N对称，存在2π/N的整数倍相位模糊，因此需要对初步相位估计值进行相位解卷绕；
[0067] 2-3：为了减小加性高斯白噪声对接收信号的影响，采用平均滤波：
[0068]
[0069] 其中，θ1表示经过相位解卷绕的初步相位噪声估计值，N1表示平均滤波长度，θest1表示平均滤波后的粗略相位噪声估计值；
[0070] 2-4：对接收信号进行粗略相位噪声补偿：
[0071]
[0072] (3)最终相位噪声补偿：利用粗略补偿后符号及其判决符号实现最大似然估计并对信号行最终相位噪声补偿，具体分为以下步骤进行，
[0073] 3-1：对粗略相位噪声补偿符号后的接收信号进行预判决；
[0074] 3-2：利用基于判决的最大似然方法进行最终的相位噪声估计：
[0075]
[0076] 其中，y'为粗相位噪声补偿后的符号，d表示y'的判决符号，angle表示取角度运算，N2为最大似然估计块长；
[0077] 3-3：最终相位噪声补偿：
[0078]
[0079] 通过仿真验证了该方法的性能，如图5所示。当发送端采用C-16QAM调制码型时，线宽容忍度达到1e-3；采用C-64QAM调制码型时，线宽容忍度达到6.5e-4。仿真结果表明该方法具有良好的性能。
[0080] 图6-图8显示了在Δv·Ts＝6.5e-4时接收端不同阶段的星座图。图6为接收信号未经任何相位噪声补偿时的星座图，星座点各自相位旋转不同形成环状。图7是接收信号经过粗略相位噪声补偿后的星座图，星座点相对于未补偿前较集中，表明已较好地实现了相位噪声补偿。图8是接收信号经过最终相位噪声补偿后的星座图，星座点进一步集中，这样有利于避免解调错误。
[0081] 以上对本发明说述的一种适用于C-mQAM相干光通信系统的盲相位噪声补偿方法进行了详细地介绍，以上的实例的说明只适用于帮助理解本发明的方法及其核心思想而非对其进行限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。
