一种单载波频域均衡系统中基于判决反馈的相位噪声自矫正
补偿方法
技术领域
[0001] 本
发明涉及无线通信领域，具体是一种单载波频域均衡系统(SC-FDE)中基于判决反馈的
相位噪声自矫正补偿方法。
背景技术
[0002] 在无线通信系统中，信息通过被调制的
电磁波在空间传输到达接收机。随着无线通信的不断发展，要求通信终端具有小型化和低功耗等特点。
[0003] SC-FDE以类似
正交频分复用(OFDM)技术的
信号处理方式引起了广泛关注。SC-FDE采用低复杂度频域均衡技术，抗多径能
力与OFDM相当，但是由于SC-FDE在发射端没有进行IFFT处理，发射信号的功率峰值与均值比(PAPR)小于OFDM，因此可以采用单载波成熟的射频技术，降低功率
放大器等非线性器件的成本。SC-FDE一般与正交幅度调制(QAM)结合使用，发射端只需对数据进行
星座映射，不需要其他复杂的调制，具有较低的系统复杂度，这完全符合无线终端小型化的需求。因此需要对SC-FDE技术在无线通信场景中的应用进行更加深入的研究。
[0004] 在无线通信系统中，发送端与接收端都需要产生相应的载波以完成相应的射频与基带间的
频谱转换。然而产生载波的
振荡器与
锁相环路存在一定的差异，造成了载波
频率与目标频率存在短时间的随机差异，进而造成所产生的信号发生随机相位跳变，表现为相位噪声。而随着通信频段的升高，相位噪声对系统的性能影响越发明显。
[0005] 由于低频段频谱资源的稀缺，无线通信向着更高的频段发展，这使得相位噪声成为影响系统误码率性能不可忽视的因素；通信终端则向着小型化、低功耗的方向发展，SC-FDE系统具有较低的PAPR和较低的系统复杂度，能同时满足终端低功耗、小型化的需求。因此需要研究适合于SC-FDE系统的相位噪声补偿法。
发明内容
[0006] 本发明针对相位噪声会影响SC-FDE系统的误码率性能这个问题，为了有效提升SC-FDE系统的误码率性能，提供了一种SC-FDE系统中基于判决反馈的相位噪声自矫正补偿方法；
[0007] 该方法首先在接收端利用导频对接收信号进行相位噪声粗估计，完成相位噪声的粗补偿；得到粗补偿后的信号后进行SC-FDE解调；接着对判决反馈信号进行星座重映射处理，对判决反馈相位噪声进行估计；并利用导频点相位噪声作为
阈值对判决反馈相位噪声进行矫正，最后利用修正后相位噪声补偿接收到的信号，并将得到的补偿信号进行解调和判决。
[0008] 具体步骤如下：
[0009] 步骤一、针对无线通信系统发送端的某个比特流信号，采用16QAM映射调制得到Nsym个16QAM符号；
[0010] 16QAM符号表示如下：pk,k＝1,2,...,Nsym
[0011] 步骤二、SC-FDE系统将16QAM符号划分成数据
块，并在每个数据块首尾分别插入独特字，构成子数据块；
[0012] 每个数据块的长度均由496个16QAM符号组成；每个独特字的长度为16；每个数据块连同与之首尾相连的独特字组成一个子数据块；每个子数据块都有528个数字符号；
[0013] 步骤三、每个子数据块的数字符号分别经过D/A转换模块变换后为天线可
辐射的
模拟信号；
[0014] 针对添加独特字之后的第i个子数据块上的第m个数字符号si,m包括三部分：
[0015]
[0016] 第一部分为该子数据块的第m个独特字ui,m；第二部分为该子数据块的第m个传输符号zi,m；第三部分为该子数据块的第m个导频点pi,m；Nuw表示独特字的长度；Nd表示该数据块的长度；pi表示相邻两个导频点的间隔值；pn表示导频点的数量；
[0017] 步骤四、每个模拟信号经过高斯白噪声到达接收端，经过A/D转换模块分别转换成接收端的时域信号；
[0018] 第i个子数据块结构上第m个数字符号对应的时域信号ri,m如下：
[0019]
[0020] 为发射端第i个子数据块上第m个数字符号的相位噪声，ni,m为第i个子数据块上第m个时域信号上的高斯白噪声分量；
[0021] 步骤五、针对第i个子数据块，接收端利用导频线性插值进行相位噪声粗估计，得到该子数据块中每个数字符号的粗估计相位噪声。
[0022] 首先粗估计第i个子数据块中的首尾数字符号相位噪声，具体为：
[0023] 针对该子数据块的16位首独特字，取16个符号的相位噪声平均值作为第i个子数据块的首独特字第一个符号的相位噪声；同理，该子数据块的尾独特字16个符号对应的相位噪声，取平均值作为该子数据块的尾独特字最后一个符号的相位噪声；
[0024] 独特字中每个符号的相位噪声计算如下：
[0025]
[0026] δ2表示高斯白噪声的功率；
[0027] 粗估计第i个子数据块的其余526位数字符号的相位噪声，具体为：
[0028] 首先，计算该子数据块中各导频点的相位噪声，然后，利用导频点线性插值法，粗估计相邻两个导频点之间的各数字符号的相位噪声。
[0029] 各导频点的相位噪声计算如下：
[0030]
[0031] 步骤六、针对第i个子数据块，利用每个数字符号的粗估计相位噪声对各自的时域信号进行相位噪声补偿，得到每个数字符号粗补偿后的
数字信号。
[0032] 第i个子数据块的第m个数字符号粗补偿后的数字信号 如下：
[0033]
[0034] 表示第i个子数据块的第m个数字符号粗估计相位噪声的共轭；
[0035] 步骤七、对第i个子数据块的每个粗补偿后的数字信号进行SC-FDE解调，得到解调后信号。
[0036] SC-FDE解调包括FFT，MMSE频域均衡以及IFFT；
[0037] 步骤八、对所有子数据块经SC-FDE解调后的信号进行自矫正，得到自矫正后的相位噪声；
[0038] 具体步骤如下：
[0039] 步骤801、将经SC-FDE解调后的信号进行16QAM解映射得到二进制比特流；
[0040] 步骤802、将二进制比特流重新采用16QAM映射调制，得到补偿后的16QAM符号；
[0041] 步骤803、将补偿后的16QAM符号划分成数据块，在每个数据块首尾分别插入独特字，构成补偿后的子数据块；
[0042] 步骤804、针对初补偿后第i个子数据块第m个数字符号 结合粗估计之前的时域信号ri,m求得相位噪声自矫正模块中的反馈相位噪声ΔΦ～i,m；
[0043] 利用初补偿后的数字符号 和时域信号ri,m求取第i个子数据块第m个反馈相位噪声ΔΦ～i,m。
[0044]
[0045] *表示共轭。
[0046] 步骤805、从初补偿后第i个子数据块的各导频点中，获取4个自矫正阈值；
[0047] 4个自矫正阈值分别为：导频点相位噪声的相位最小值Φmin,p,i,m、导频点相位噪声的相位最大值Φmax,p,i,m、导频点相位噪声的幅值最小值|Φ|min,p,i,m和导频点相位噪声的幅值最大值
[0048] |Φ|max,p,i,m。
[0049] 步骤806、利用4个自矫正阈值寻找各反馈相位噪声中错误判决的相位噪声点。
[0050] 具体过程如下：
[0051] 当某反馈相位噪声的相位小于导频点相位噪声的相位最小值Φmin,p,i,m，或者大于导频点相位噪声的相位最大值Φmax,p,i,m，或者该反馈相位噪声的幅值小于导频点相位噪声的幅值最小值|Φ|min,p,i,m，或者幅值大于导频点相位噪声的幅值最大值|Φ|max,p,i,m，则该反馈相位噪声为错误判决的相位噪声点。
[0052] 步骤807、针对错误判决的相位噪声点，根据替代规则选用相应的相位噪声值替代。
[0053] 具体过程如下：
[0054] 第一次替代如下：从第17位反馈相位噪声开始，逐个判断，当该反馈相位噪声是错误判决的相位噪声点时，用前一个数字符号的相位噪声替代；
[0055] 第二次替代如下：从第17位反馈相位噪声开始，逐个判断，当该反馈相位噪声是错误判决的相位噪声点时，用前一个数字符号的相位噪声和后一个数字符号的相位噪声平均值替代；
[0056] 第三次替代如下：从第17位反馈相位噪声开始，逐个判断，当该反馈相位噪声是错误判决的相位噪声点时，用前两个数字符号的相位噪声和后两个数字符号的相位噪声平均值替代；
[0057] 以此类推；
[0058] 步骤808、利用矫正后的各相位噪声与各自对应的粗估计前的时域信号，求得自矫正补偿后的数字信号并进行SC-FDE解调，返回步骤801；
[0059] 随着
迭代次数的增加，错误判决的符号的相位噪声被更正，迭代次数越多，错误判决的点越少，随之系统误码率性能得到提升。
[0060] 本发明的优点在于：
[0061] 1)、一种单载波频域均衡系统中基于判决反馈的相位噪声自矫正补偿
算法，在发送端实现简单，并且具有较低的PAPR，有利于通信终端的小型化和低功耗化；
[0062] 2)、一种单载波频域均衡系统中基于判决反馈的相位噪声自矫正补偿算法，在接收端不需要添加额外的处理单元，通过对解调信号进行判决反馈自矫正处理，能够适用于多种相位噪声模型，能有效抑制相位噪声对系统误码率性能的影响，大大提高通信系统的误码率性能。
附图说明
[0063] 图1是本发明一种SC-FDE中基于判决反馈的相位噪声自矫正补偿算法的原理图；
[0064] 图2是本发明一种SC-FDE中基于判决反馈的相位噪声自矫正补偿算法的
流程图；
[0065] 图3是本发明SC-FDE系统划分数据块并插入独特字构成子数据块的示意图；
[0066] 图4是本发明对所有子数据块进行自矫正的算法流程图；
[0067] 图5是本发明采用16QAM调制方式对比不同情形下SC-FDE误码率的性能图。
具体实施方式
[0068] 下面结合附图对本发明的具体实施方法进行详细说明。
[0069] 如图1所示，本发明针对某发送比特信号，设在A处的形式为二进制比特流，经过16QAM星座映射后得到B处的16QAM符号；SC-FDE系统将16QAM符号划分成数据块，并在每个数据块首尾插入相同的长度为16的独特字，得到长度为512的子数据块；子数据块经过D/A模块和AWGN信道到达接收端；接收端将模拟信号经过A/D模块转换后得到C处的时域数字信号；
[0070] C处的时域数字信号经过导频相位噪声粗补偿后得到D处的粗补偿相位噪声，粗补偿相位噪声结合信号C处的时域数字信号计算得到接收端E处粗补偿后的数字信号，依次经过FFT模块后得到F处粗补偿后时域信号的频域表示，经过频域均衡后得到G处的均衡后频域信号，经过IFFT模块后得到H处的SC-FDE解调信号，经过
硬判决即16QAM解映射后得到二进制比特流，重新采用16QAM映射调制，得到J处补偿后的16QAM符号；重新插入独特字得到K处补偿后的子数据块，经过相位噪声自矫正后得到L处修正后的相位噪声。
[0071] L处修正的相位噪声补偿C处的时域信号得到补偿后信号，回到E处；依次经过SC-FDE解调，循环迭代。
[0072] 如图2所示，具体步骤如下：
[0073] 步骤一、针对无线通信系统发送端的某个比特流信号，采用16QAM映射调制得到Nsym个16QAM符号；
[0074] 16QAM符号表示如下：pk,k＝1,2,...,Nsym
[0075] 步骤二、SC-FDE系统将16QAM符号划分成数据块，并在每个数据块首尾分别插入独特字，构成子数据块；
[0076] 理想情况下，独特字序列的频谱应该在所有频率上具有均等或近似均等的幅值，以产生较宽带宽的、平稳的频率响应以保证信道中的每一个频率成分都可以被统一地加以检测。添加独特字之后的数据块结构如图3所示，每个数据块的长度均由496个16QAM符号组成；每个独特字的长度为16；每个数据块连同与之首尾相连的独特字组成一个子数据块；每个子数据块都有528个数字符号。
[0077] 步骤三、每个子数据块的数字符号分别经过D/A转换模块变换后为天线可辐射的模拟信号；
[0078] D/A转换模块将基带数字信号变换为天线可辐射的模拟信号。
[0079] 针对添加独特字之后的第i个子数据块上的第m个数字符号si,m包括三部分：
[0080]
[0081] 第一部分为该子数据块的第m个独特字ui,m；第二部分为该子数据块的第m个传输符号zi,m；第三部分为该子数据块的第m个导频点pi,m；Nuw表示独特字的长度；Nd表示该数据块的长度；pi表示相邻两个导频点的间隔值；pn表示导频点的数量。导频点是接收端已知的发射端时域数字符号点。
[0082] 步骤四、每个模拟信号经过高斯白噪声到达接收端，经过A/D转换模块分别转换成接收端的时域信号；
[0083] 本发明中信号传播环境为高斯白噪声(AWGN)的环境，并且只考虑发射端相位噪声影响。C处为发送信号受相位噪声影响并经过高斯白噪声信道后的信号，第i个子数据块结构上第m个数字符号对应的时域信号ri,m如下：
[0084]
[0085] 为发射端第i个子数据块上第m个数字符号的相位噪声，ni,m为第i个子数据块上第m个时域信号上的高斯白噪声分量。
[0086] 步骤五、针对第i个子数据块，接收端利用导频线性插值进行相位噪声粗估计，得到该子数据块中每个数字符号的粗估计相位噪声。
[0087] D处的信号为初补偿相位噪声序列，通过线性插值估计各符号点的相位噪声值。前后两端独特字的平均相位噪声作为D处信号的首值和末值，导频点线性插值后作为中间的噪声点。首先粗估计第i个子数据块中的首尾数字符号相位噪声，具体为：
[0088] 针对该子数据块的16位首独特字，取16个符号的相位噪声平均值作为第i个子数据块的首独特字第一个符号的相位噪声；同理，该子数据块的尾独特字16个符号对应的相位噪声，取平均值作为该子数据块的尾独特字最后一个符号的相位噪声；
[0089] 独特字中每个符号的相位噪声计算如下：
[0090]
[0091] δ2表示高斯白噪声的功率；
[0092] 粗估计第i个子数据块的其余526位数字符号的相位噪声，具体为：
[0093] 首先，计算该子数据块中各导频点的相位噪声，然后，利用导频点线性插值法，粗估计相邻两个导频点之间的各数字符号的相位噪声。
[0094] 各导频点的相位噪声计算如下：
[0095]
[0096] 步骤六、针对第i个子数据块，利用每个数字符号的粗估计相位噪声对各自的时域信号进行相位噪声补偿，得到每个数字符号粗补偿后的数字信号。
[0097] 第i个子数据块的第m个数字符号粗补偿后的数字信号 如下：
[0098]
[0099] ΔΦi,m表示用来粗补偿接收端第i个子数据块的第m个时域信号的相位噪声，表示第i个子数据块的第m个数字符号粗估计相位噪声的共轭；
[0100] 步骤七、对第i个子数据块的每个粗补偿后的数字信号进行SC-FDE解调，得到解调后信号。
[0101] SC-FDE解调包括FFT，MMSE频域均衡以及IFFT；
[0102] F处为经过FFT后的频域信号，由下式表示：
[0103]
[0104] G处为经过MMSE频域均衡后的信号，H处为IFFT后的时域信号，
[0105] 步骤八、对所有子数据块经SC-FDE解调后的信号进行自矫正，得到自矫正后的相位噪声；
[0106] 如图4所示，具体步骤如下：
[0107] 步骤801、将经SC-FDE解调后的信号进行16QAM解映射得到二进制比特流；
[0108] 16QAM解映射也就是硬判决，I处得到硬判决后的二进制流。
[0109] 步骤802、将二进制比特流重新采用16QAM映射调制，得到补偿后的16QAM符号；
[0110] 步骤803、将补偿后的16QAM符号划分成数据块，在每个数据块首尾分别插入独特字，构成补偿后的子数据块；
[0111] 重新插入独特字后得到K处的补偿后的子数据块与C处信号具有相同的结构。
[0112] 步骤804、针对初补偿后第i个子数据块第m个数字符号 结合粗估计之前的时域信号ri,m求得相位噪声自矫正模块中的反馈相位噪声ΔΦ～i,m；
[0113] 利用初补偿后的数字符号 和时域信号ri,m求取第i个子数据块第m个反馈相位噪声ΔΦ～i,m。
[0114]
[0115] *表示共轭。
[0116] 步骤805、从初补偿后第i个子数据块的各导频点中，获取4个自矫正阈值；
[0117] 由于导频点在接收端已知，确保导频点相位噪声是正确的，利用导频点的相位噪声进行阈值设定：4个自矫正阈值分别为：导频点相位噪声的相位最小值Φmin,p,i,m：
[0118]
[0119] 导频点相位噪声的相位最大值Φmax,p,i,m：
[0120]
[0121] 导频点相位噪声的幅值最小值|Φ|min,p,i,m：
[0122]
[0123] 导频点相位噪声的幅值最大值|Φ|max,p,i,m：
[0124]
[0125] 步骤806、利用4个自矫正阈值寻找各反馈相位噪声中错误判决的相位噪声点。
[0126] 具体过程如下：
[0127] 本发明在接收端首先对信号进行了相位噪声粗补偿，然后对粗补偿后信号进行解调和判决，如果某符号在重新进行16QAM星座映射时被映射到了错误的星座点，那么得到的～ΔΦ i,m将有极大可能超出自矫正阈值，所以当某反馈相位噪声的相位小于导频点相位噪声的相位最小值Φmin,p,i,m，或者大于导频点相位噪声的相位最大值Φmax,p,i,m，或者该反馈相位噪声的幅值小于导频点相位噪声的幅值最小值|Φ|min,p,i,m，或者幅值大于导频点相位噪声的幅值最大值|Φ|max,p,i,m，则该符号点为错误判决的相位噪声点。
[0128] 步骤807、针对错误判决的相位噪声点，根据替代规则选用相应的相位噪声值替代。
[0129] 本发明采用迭代方式来矫正相位噪声直至得到可接受的结果；具体过程如下：
[0130] 第一次替代如下：从第17位反馈相位噪声开始，逐个判断，当该反馈相位噪声对应的符号点是错误判决的相位噪声点时，用前一个数字符号的相位噪声替代错判点相位噪声；
[0131] ΔΦ～i,k＝ΔΦ～i,k-1
[0133] 第二次替代如下：从第17位反馈相位噪声开始，逐个判断，当该反馈相位噪声对应的符号点是错误判决的相位噪声点时，用前一个数字符号的相位噪声和后一个数字符号的相位噪声平均值替代；
[0134] 自矫正条件变换为：
[0135]
[0136] 第三次替代如下：从第17位反馈相位噪声开始，逐个判断，当该反馈相位噪声对应的符号点是错误判决的相位噪声点时，用前两个数字符号的相位噪声和后两个数字符号的相位噪声平均值替代；
[0137] 以此类推，自矫正条件变换为：
[0138]
[0139] l是迭代次数，l>1。
[0140] 步骤808、利用每次矫正替代后的各相位噪声对各自对应的接收端粗估计前的时域信号进行补偿，求得自矫正补偿后的数字信号并进行SC-FDE解调，返回步骤801；
[0141] 随着迭代次数的增加，错误判决的符号的相位噪声被更正，迭代次数越多，错误判决的点越少，随之系统误码率性能得到提升。
[0142] 如图5所示，采用16QAM调制方式进行仿真，每个子数据块长度为N＝Nd+Nuw＝512，数据符号Nd＝496，独特字块Nuw＝16；图中“No-PHNC”表示不对相位噪声进行任何处理；“PRC-Only”表示只对信号进行粗补偿；“SC-PNC”表示对信号进行判决反馈自矫正补偿；
“No-PHN”表示系统不受相位噪声影响时的误码率性能；当采用判决反馈自矫正算法进行一次迭代时，“SC-PNC-Iter1”性能明显优于“PRC-Only”；而“SC-PNC-Iter4”相对于“SC-PNC-Iter2”在误码率为10-5时能获得1.5dB的优势。
