技术领域
[0001] 本
发明涉及光纤通信，自由空间光通信，相干检测和数字
信号处理技术领域，更具体地，涉及一种极低
光信噪比下的相干光通信终端的时间同步方法。
背景技术
[0002] 随着通信对速度和容量要求的提高，相干探测技术成为下一代光通信系统中的关键技术，得到了广泛的应用。
[0003] 由于终端的大尺度相对运动，大气信道条件的变化和较大的传输损耗，与光纤通信信号相比，自由空间光通信(FSOC)信号通常具有更大的动态范围和更低的OSNR。因此，能够适应不同信道条件的灵活数字相干接收机(DCR)在FSOC领域引起了广泛关注。FSOC系统是
光子匮乏的系统，因此输入到光接收机中的
光信号通常具有非常低的OSNR和很大的OSNR变化动态范围，并且FSOC系统对功耗也有严格的要求。时钟同步和
帧同步模
块对于DCR来说是必不可少的，因此能够处理此类FSOC信号的时钟恢复
算法(TRA)、帧同步算法(FSA)的发展在FSOC领域尤为重要。
[0004] 时钟恢复算法(TRA)用于使光接收机与输入数据流重新同步，因此对于DCR来说是必不可少的。TRA的性能取决于TED。到目前为止，已经提出了各种TED方案，比较常用的有Oerder和Meyr等人(“O&M”)提出的“平方滤波”方案，以及Gardner，Godard和Lee等人提出的其它方案。“O&M”方案通常需要每个符号四次
采样(4 samples per symbol：SPS＝4)，因为该方案中平方非线性运算会使信号带宽加倍。其它方案仅需要SPS＝2，因此更具吸引
力，尤其是在
硬件处理速度受到限制的情况下。就计算复杂度而言，Gardner算法中的TED在处理每个符号需要2次实数乘法，“O&M”算法中的TED需要16次实数乘法，Lee算法中的TED的需要12次实数乘法，Godard算法中的TED需要4次实数乘法(在使用FFT计算得到信号
频谱之后)。
关于时序
相位估计的准确性，Lee和Gardner算法中TED的抖动比其它两个算法TED的抖动低约1dB。现在提出的TRA具有两种工作模式：反馈和前馈。“O&M”和Lee算法中的TED通常与前馈TRA一起使用，而Gardner和Godard算法中的TED通常在反馈TRA中使用。考虑到计算的复杂性和准确性，基于Gardner TED的反馈TRA被认为是DCR的理想选择。
[0005] 然而，到目前为止，对于基于Gardner TED的TRA的研究仅仅限于光纤通信系统中传输的光信号，由于光纤通信系统良好的信道条件和中继
光放大器的使用，光纤通信信号的OSNR约为10dB，OSNR的动态范围小于10dB。但是对于FSOC系统，DCR需要接收的光信号的OSNR可能远低于0dB，且OSNR动态范围可能远大于30dB，传统的TRA并不适用与FSOC信号。因此开发适用于FSOC信号的，且具有较低计算复杂性的TRA。
[0006] 常规的数据辅助帧同步方法是通过定时度量函数检测插入在帧头的帧同步序列来实现帧同步。例如，Schmidl等人提出的FSA使用由两个相同的伪噪声(PN)序列组成的帧同步序列辅助帧头搜索。但是其定时度量函数在最高相关点处处于平稳状态，因此在帧头搜索中会产生较大的差异。为了获得更准确的帧头
位置和较小的均方根误差，Minn等人提出了一种改进的帧同步序列结构和定时度量函数。它使用带有四个相同PRBS并带有特定符号模式的帧同步序列。但是它引入了多个冗余的峰值，从而导致帧头位置估计的不确定性。Park等人提出了利用对称相关性的帧同步序列来减少冗余峰值高度的想法。但是它不能完全消除冗余的峰值，并且对激光
频率偏移(LFO)的影响也不具免疫性。Ren和Wang分别在
2005年和2013年利用帧同步序列的不同加权结构并
修改定时度量函数以消除冗余峰值和LFO的影响。修改后的FSA表现出更好的性能，但是目前尚未研究其在处理OSNR非常低的信号时的性能。最近，针对光OFDM多载波和16QAM单载波系统提出了基于分数傅里叶变换(FrFT)的FSA，它们具有更好的抗噪性，但是这些FSA使用的帧同步序列不适合BPSK和QPSK字母表。
[0007] 综上所述，FSOC信号通常具有极大的动态范围和极低的OSNR，因此开发适用于此类信号的时钟同步模块和帧同步模块以满足相干光通信终端的时间同步需求尤为重要。
发明内容
[0008] 针对
现有技术的以上
缺陷或改进需求，本发明提供了一种极低光信噪比下的相干光通信终端的时间同步系统，包括时钟同步和帧同步模块。所述时钟恢复模块内部包含插值器、数控
振荡器、环路
滤波器、
下采样器和一种新型的TED，其输出时钟误差为：
[0009]
[0010] 其中(·)*(这个有在x上面)代表取括号内操作数的共轭。csgn(·)表示复数符号函数csgn(c)＝sgn[Re(c)]+j·sgn[Im(c)]，在这里c代表一个复数,sgn(·)代表符号函数，括号内操作数为正数时输出为1，反之为-1。，arg(·)代表求取括号内操作数的相位
角。乘法运算中仅仅涉及四个复数±1±j,因此在TED内部的乘法运算可以用简单的加减法运算替代，极大的减少了计算量。
[0011] 所述帧同步模块采用新型的定时度量函数：
[0012]
[0013] 其中r(d)和 分别代表接收到的符号和帧同步导引序列符号的共轭值，N代表帧同步导引序列长度，d和k代表时间序号。为计算该函数值，在帧同步模块内部包含导引序列存储模块、2个共轭运算器、2个
存储器、2个乘法器、延时单元、累加器、模值计算器、角度计算器。其中导引序列存储模块中存储的为基于伪噪声(PN)序列或Q-chu序列的帧同步导引序列，用于搜寻接收信号中所插入的相同的帧同步序列。帧同步模块内部模值计算器
输出信号最大点对应位置即为帧头位置，角度计算器输出信号除以2πTs(Ts为码元时隙)即为
激光器频偏大小。
[0014] 本发明提出了所述一种极低光信噪比下的相干光通信终端的时间同步方法，包括时钟同步和帧同步两个阶段，而实现时钟恢复和帧同步的过程又包括以下步骤：
[0015] 输入的具有2倍采样率(每个码元包含2个采样值)的信号通过插值器产生新的插值信号，TED按照如下公式计算时钟误差大小，
[0016]
[0017]
环路滤波器对TED输出信号进行滤波消除
相位噪声影响，并为数控振荡器提供稳定的数字
控制信号。数控振荡器在数字控制信号作用下产生插值器所需的整数和小数插值时刻坐标，并将坐标提供给插值器使用，形成一个反馈控制系统。下采样器将2倍采样率信号转换为1倍采样率信号(每个码元包含1个采样值)。
[0018] 在帧同步模块内部，采用如下新型的定时度量函数搜索帧头位置
[0019]
[0020] 其中r(d)和 分别代表接收到的符号和帧同步导引序列符号的共轭值，N代表帧同步导引序列长度，d和k代表时间序号。为计算该函数值，首先通过乘法器将输入序列与导引序列存储模块中存储的帧同步导引序列共轭值通过乘法器1进行相乘，所得结果c(k)(k代表时间序号)放入存储器1中。通过延时器，共轭运算器以及乘法器2得到z(k)＝c(k)·c*(k-1)，并将结果放入存储器2。通过累加器和模值计算器可以得到 该值即为新型定时度量函数值。函数值达到最大的点对应为帧头位置。角度计算器输出信号为 (其中Δω为
本振激光器频偏，Ts为码元时隙)。因此本振激光器
频偏等于角度计算器输出数值除以2πTs。
[0021] 在帧同步模块中，对于BPSK信号，导引序列存储模块中存储PN序列来对应BPSK字母表。对于QPSK信号，导引序列存储模块中存储Q-chu序列对应QPSK字母表。Q-chu序列是通过将多相Chu序列通过QPSK切片器获得的四相序列，Q-chu序列QCk可以通过以下公式获得[0022]
[0023] QCk＝sgn[Re(CHk)]+j·sgn[Im(CHk)] (6)
[0024] 其中u和L是互质的整数，n为整数，L是Q-Chu序列的长度。Q-chu序列具有比更好的自相关特性。
[0025] 相较于传统的时钟恢复和帧同步算法，本发明中采用新的TED和新的帧同步定时度量函数与导引序列设计。时钟恢复方面：提出一种无需乘法TED方法，它具有较低的计算复杂度和更稳定的输出特性。帧同步方面：提出了一种新定时度量函数表达式和帧同步序列构造方法，具有更高抗噪性和更低计算复杂度。使用新的FSA，可以大大降低帧同步序列所占开销。此外，与传统的M次方频偏估计算法相比，新的FSA可以同时实现频偏估计，并且具有更宽的估计范围和更低的估计均方根误差。对于因终端之间的相对运动而受
多普勒效应影响的FSOC光接收机，频偏估计范围光具有重要价值。该方法同时还减少了硬件复杂度和算法计算量，能够满足FSOC对通信灵敏度和低功耗的需求。
附图说明
[0026] 下面结合附图和具体实施方式对本发明的技术方案作进一步具体说明。
[0027] 图1为本发明具体实施的一种极低光信噪比下的相干光通信终端的时间同步系统结构示意图，包括时钟同步模块和帧同步模块，包括插值器1，时钟误差检测器2，环路滤波器3，数控振荡器4，下采样器5，导引序列存储模块6，第一共轭运算器7，第一乘法器8，第一存储器9，延时单元10，第二共轭运算器11，第二乘法器12，第二存储器13，累加器14，模值计算器15，角度计算器16。
[0028] 图2(a)、(b)分别表示Gardner方法与本发明所提新TED时钟同步方法的定时相位误差值εGardner与真实值曲线图关系图(S曲线)，图2(c)表示Gardner方法与本发明所提新TED时钟同步方法在零定时相位误差附近的斜率kd与OSNR的变化关系，图2(d)表示Gardner方法与本发明所提新TED时钟同步方法在不同光信噪比OSNR下的定时抖动变化曲线。
[0029] 图3(a)为生成Q-chu序列的方法示意图，图3(b)为Q-chu和PN序列QPSK信号的频谱图。
[0030] 图4(a)、(b)分别为BPSK和QPSK传输系统中帧头位置估计均方根误差RMSE随
输入信号OSNR的变化关系。
[0031] 图5(a)、(b)分别为BPSK和QPSK传输系统中所需帧同步导引序列最小长度(Nth)与OSNR的变化关系。
具体实施方式
[0032] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图、表及
实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
[0033] 本发明提供了一种极低光信噪比下的时间同步系统，包括时钟同步模块和帧同步模块，适用于FSOC中光信噪比极低、功耗要求严格的环境。
[0034] 如图1所示为本发明实施例提供的一种极低光信噪比下的相干光通信终端的时间同步(包括时钟同步模块和帧同步模块)系统结构示意图。在图1所示的系统中包括时钟同步模块和帧同步模块，时钟同步模块包括：插值器1，时钟误差检测器2，环路滤波器3，数控振荡器4，下采样器5；帧同步模块包括：导引序列存储模块6，第一共轭运算器7，第一乘法器8，第一存储器9，延时单元10，第二共轭运算器11，第二乘法器12，第二存储器13，累加器14，模值计算器15，角度计算器16。
[0035] 在本发明实施例中，在时间同步系统输入端输入的具有2倍采样率(每个码元包含2个采样值)的信号通过插值器产生新的插值信号，新的TED按照如下公式计算时钟误差大小：
[0036]
[0037] 环路滤波器对TED输出信号进行滤波消除相位噪声影响，并为数控振荡器提供稳定的数字控制信号。数控振荡器在数字控制信号作用下产生插值器所需的整数和小数插值时刻坐标，并将坐标提供给插值器使用，形成一个反馈控制系统。下采样器将2倍采样率信号转换为1倍采样率信号(每个码元包含1个采样值)。
[0038] p(d)可以用如下数学公式表示：
[0039]
[0040] p(d)是由等式定义的新时序度量函数，函数值达到最大的点对应为帧头位置，角度计算器输出信号为 (其中Δω为本振激光器频偏，Ts为码元时隙)，因此本振激光器频偏等于角度计算器输出数值除以2πTs。
[0041] 本发明具体实施的一种极低光信噪比下的相干光通信终端的时间同步方法，结合图1所述，包含时钟同步和帧同步两个阶段，其中时钟同步与帧同步包括以下步骤：
[0042] 输入的具有2倍采样率(每个码元包含2个采样值)的信号通过插值器产生新的插值信号，时钟误差检测器按照新TED公式计算时钟误差大小，环路滤波器对TED输出信号进行滤波消除相位噪声影响，并为数控振荡器提供稳定的数字控制信号。数控振荡器在数字控制信号作用下产生插值器所需的整数和小数插值时刻坐标，并将坐标提供给插值器使用，形成一个反馈控制系统。下采样器将2倍采样率信号转换为1倍采样率信号(每个码元包含1个采样值)。
[0043] 在帧同步模块内部，首先通过乘法器将输入序列与导引序列存储模块中存储的帧同步导引序列共轭值通过乘法器1进行相乘，所得结果c(k)(k代表时间序号)放入存储器1中。通过延时器，共轭运算器以及乘法器2得到z(k)＝c(k)·c*(k-1)，并将结果放入存储器2。通过累加器和模值计算器可以得到 该值即为新型定时度量函数值。函
数值达到最大的点对应为帧头位置。角度计算器输出信号为 (其中
Δω为本振激光器频偏，Ts为码元时隙)。因此本振激光器频偏等于角度计算器输出数值除以2πTs。
[0044] 本发明所述的时钟同步模块，提出了一种新的时钟误差表达式，其表达式如下：
[0045]
[0046] 其中(·)*代表取括号内操作数的共轭。csgn(·)表示复数符号函数csgn(c)＝sgn[Re(c)]+j·sgn[Im(c)]，在这里c代表一个复数,sgn(·)代表符号函数，括号内操作数为正数时输出为1，反之为-1。Re(·)和Im(·)代表取括号内操作数的
实部和
虚部，arg(·)代表求取括号内操作数的相位角。乘法运算中仅仅涉及四个复数±1±j,因此在TED内部的乘法运算可以用简单的加减法运算替代，不需要乘法，角度计算可以通过查找表方案来实现，并且也不需要乘法。因此，所提出的TED具有比Gardner的TED更低的计算复杂度。此外，通过检索复数的角度以估计定时相位误差，TED输出不再直接受到输入信号样本大小的影响，因此在OSNR改变时更加稳定。
[0047] 在附图2中显示了常用的Gardner算法(图2(a))与本发明提出的新的TED(图2(b))的时钟相位误差估计值与真实值的关系图(S曲线)，图2(c)表示Gardner方法与本发明在零定时相位误差附近的斜率kd随OSNR的变化关系，图2(d)表示Gardner方法与本发明所提新TED在不同光信噪比OSNR下的定时抖动变化曲线。可以看出，当OSNR较低，信号样本的大小较小，因此导致较小的εgardner。当信号没有出现时，S曲线变为
水平直线，输出特性不稳定，更具体的说是零定时相位误差附近的斜率kd导致了Gardner时钟恢复方法的性能下降甚至失败。
[0048] 而我们提出的新TED的方法就不会出现这样的问题，当OSNR改变时，能更加稳定的工作，并且从图2(d)可以看出，本发明所提新TED时钟同步方法具有与Gardner几乎同样的准确性，OSNR＝0dB时，抖动相同，在非常低的OSNR(-3dB)下，抖动仅仅高0.8dB。
[0049] Q-chu序列是通过将多相Chu序列通过QPSK切片器获得的四相序列，图3(a)体现了如何利用
限幅器生成Q-chu序列及其频谱图。图3(b)左侧为Q-chu序列频谱，右侧为PN序列频谱，如图所示，Q-chu序列具有比PN序列更平坦的频谱，因此，与PN序列相比，它具有更好的自相关特性。
[0050] 图4(a)、(b)分别为BPSK和QPSK传输系统中帧头位置估计均方根误差RMSE随输入信号OSNR的变化关系，图中[1]为Ren所提出的帧同步方法，[2]为Wang所提出的帧同步方法，[3]为本发明所述帧同步方法，在每个OSNR下，使用不同的随机噪声进行多次仿真，为了公平的比较它们，它们使用的帧同步导引序列具有相同的长度N＝256，可以从图中看出，当OSNR低于某个值时，RMSE变为非零。我们将此OSNR值称为工作
阈值，用OSNRth来表示。从图中可以看出，对于BPSK信号和QPSK信号，新的FSA的OSNRth比[1]和[2]中提出的其他两个FSA都要低，在低光信噪比条件下具有显著的性能优势。
[0051] 图5(a)、(b)分别为BPSK和QPSK传输系统中所需帧同步导引序列最小长度(Nth)与OSNR的变化关系，图中[1]为Ren所提出的帧同步方法，[2]为Wang所提出的帧同步方法，[3]为本发明所述帧同步方法。在图5(a)中，该信号是BPSK信号，因此在新的FSA中使用了PN序列。我们可以看到，在整个OSNR范围从-8到8dB的情况下，改发明所述新FSA具有最低的Nth，可以降低帧头开销和计算复杂度。如图5(b)所示，对于QPSK系统也是如此。在该图中，新的FSA分别采用了PN和Q-chu序列。可以看出，当采用Q-chu序列时Nth可以进一步减少。当OSNR较低时，降低更为明显。由此可以看出，改帧同步方法更适用于低光信噪比条件，且能有效降低帧头开销和计算复杂度。
[0052] 相较于传统的数字相干光接收机的时钟同步和帧同步方法，本发明采用的时间同步方法减少了时钟同步模块和帧同步模块中DSP芯片的计算量和硬件复杂度，同时极大提升了在极低OSNR和OSNR大范围动态变化情况下的时间同步系统工作
稳定性，能够满足了FSOC信等各种类似光通信系统的需求。
[0053] 最后所应说明的是，以上具体实施方式仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施示例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的
权利要求范围当中。
