技术领域
[0001] 本
发明属于电钢琴技术领域，尤其涉及一种适用于乐谱识别的电钢琴即兴伴奏调配管理系统。
背景技术
[0003] 电钢琴的发声原理是将
键盘作为通断
开关，形成
电泳，一旦按下琴键，内部的晶振开始工作，形成脉冲产生一定
频率的
波形，接着经过
分频器的放大，送入扬声器发声。整个发声过程依靠简单的分频模拟
电路，所以键盘没有
力度和击弦感觉，声音也较为机械单调。然而，现有电钢琴长期使用物理按键(例如
硅胶制成的按键)，可能在触点磨损的情况下而产生损坏的问题；导电
橡胶随着时间的推移或者在潮湿环境下，橡胶老化会导致
接触不良或者误动作的问题；同时现有电钢琴不支持辨音训练，无法培养学习者对音高的判断。
[0004]
信号的短期频率
稳定性是衡量信号
质量的重要因素，它直接影响着系统的性能，
相位噪声是描述信号短期频率稳定性的重要指标。特别是在雷达、通信、导航等应用领域，降低
相位噪声成为提高系统性能的关键技术之一。例如，在多普勒雷达中相位噪声直接影响着雷达的动目标检测性能；在数字通信，特别是调相通信体制中，相位噪声对系统误码率和相邻信道的隔离度都具有重要意义。因此，相位噪声测量在现代
电子技术中具有重要的应用，已成为当前电子测量领域的研究热点之一。根据相位噪声信号的不同提取方法，当前的相位噪声测量方法主要分为直接
频谱仪测量法、时间差测量法、鉴频法、鉴相法等方法。直接频谱仪法是简单易行的一种相位噪声测量方法，它将待测源信号直接输入到频谱仪的输入端，调谐
频谱分析仪的
载波频率，通过测量被测信号的频谱，由噪声功率与载波功率的比值并进行必要的修正来计算被测信号的相位噪声。频谱仪测量法在应用中受到以下因素的制约：测量结果受频谱仪
本振源相位噪声的制约、不能区分相位噪声和幅度噪声、不易测量近载波处的相位噪声。时间差测量法将被测源和参考源信号通过分频器分频后送入时间差计数器用于测量两个信号过零点之间的时间差，用测量的时间差序列计算被测源相对参考源的相位噪声。该方法中利用分频器降低了被测源和参考源的信号频率，提高了时间间隔计数器测量时间差的
分辨率。该方法的主要优点是系统构建成本低、易于实现；其局限性是该方法受到系统带宽的限制，时间间隔计数器内部本振的相位噪声限制了测量效果，另外还必须注意
电缆的长度和阻抗匹配。鉴频测量法又称无参考源法，它将待测源的频率起伏Δf由某种
微波鉴频器变换为
电压起伏Δv，再用基带频谱分析仪测量该电压的起伏量，从而实现相位噪声测量。常用的鉴频器有延迟线/混频式鉴频器、RF桥/延迟线鉴频器、腔体鉴频器、双延迟线鉴频器等。其工作原理如下：被测源信号经功分器分两路，一路经宽带延迟线时延τd，将频率起伏变为相位起伏Δφ＝2πf0τd，另一路信号经带宽可变
移相器，调节移相器使两
输入信号正交，送入鉴相器进行正交鉴相，由鉴相器将相位噪声转换为电压噪声，经A/D转换为
数字信号后进行FFT和
功率谱估计等
信号处理，测得被测信号的相位噪声功率谱Sφ(f)和单边带相位噪声L(f)。鉴频测量法的主要优点是不需要参考信号源、对相位
波动较大的被测源具有很好的测量效果；缺点是针对不同频率的被测源需要对鉴频器进行调整、不易测量近载波处的相位噪声。鉴相测量法也称为双源测量方法或
锁相环测量方法。
这种方法是将一只双平衡
混频器作为鉴相器，将被测信号与一个同频率且正交的高稳定度的参考源信号作为鉴相器的两个输入信号，鉴相器输出为与被测信号的相位起伏成比例的低频噪声电压，经过低通
滤波器和低噪声
放大器，加到频谱仪上测出不同fm处的噪声电平，计算得出被测信号源的Sφ(f)，或将经过低通滤波和低噪声放大后的鉴相器
输出信号采样后变换到数字域，利用数字信号处理的方法求得被测信号的单边带功率谱。鉴相法的主要优点是测量灵敏度高、频率分辨率高、输出
频率范围宽、对幅度噪声具有较好的抑制能力；
缺点是参考源信号必须和被测信号频率相等。上述的相位噪声测量方法有一个共同的特点是利用专
门的
硬件电路提取被测源信号的相位信息，并以此分析被测源的单边带相位噪声。
[0005] 现有的相位噪声测量方法都是利用专门的硬件电路提取被测信号源的相位信息，并以此分析被测信号源的单边带相位噪声，这样相位提取电路的提取性能在很大程度上决定了相位噪声测量的性能，而且相位提取电路的频率响应也会对测量结果。
[0006] 无线通信和超宽带技术的迅速发展需要很宽的频带，这使得频谱越来越拥挤。为了充分利用有限频谱资源，一定的频带宽度内必须存在多种应用，满足微波电路系统对多波段多信道选频的需求。因此跳频、扩频、动态频率分配等技术得到发展，而可调滤波器作为这些技术的重要器件受到了高度重视。根据研究报道，可调滤波器的结构主要有微带、悬置线、介质
谐振器、基片集成
波导(SIW)等形式。可调的实现方式主要有变容
二极管、PIN二极管、RF MEMS技术等。根据调谐的方式可分为：1、机械调谐；2、电调谐；3、声光调谐。根据调谐内容可以分为：1、中心频率可调滤波器；2、带宽可调滤波器；3、中心频率和带宽同时可调滤波器。
[0007] 目前，国内外对可调滤波器进行了一系列研究工作，并取得了一些成果。但是，报道出来的滤波器普遍面临着以下一些
缺陷：
[0008] (1)可调滤波器由于一般通过控制多阶谐振器间的耦合，对带宽进行调谐，使得带宽调谐范围很小，不能满足实际应用中对带宽调谐范围的要求。
[0009] (2)可调滤波器由于一般采用多阶谐振器结构，并且使用耦合输入输出方式等，使得滤波器的插入损耗较大。
[0010] (3)在中心频率调谐过程中
通带的绝对带宽发生变化，不能满足实际应用中频率电调时绝对带宽保持恒定的要求。
[0011] (4)对中心频率或者带宽进行调谐过程中，不能保持稳定的滤波性能，主要表现在回波损耗和插入损耗时大时小，通带纹波不均匀等方面，影响了系统整体响应的稳定性。
[0012] 现有的可调
带通滤波器存在可调过程中插损大、绝对带宽改变、滤波特性不稳定的问题。
[0013] 综上所述，现有技术存在的问题是：
[0014] 现有电钢琴长期使用物理按键(例如硅胶制成的按键)，可能在触点磨损的情况下而产生损坏的问题；导电橡胶随着时间的推移或者在潮湿环境下，橡胶老化会导致接触不良或者误动作的问题；同时现有电钢琴不支持辨音训练，无法培养学习者对音高的判断；
[0015] 现有的相位噪声测量方法采用相位提取电路的频率响应存在的测量结果准确度较低；
[0016] 现有的可调带通滤波器存在可调过程中插损大、绝对带宽改变、滤波特性不稳定。
发明内容
[0017] 针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种适用于乐谱识别的电钢琴即兴伴奏调配管理系统。
[0018] 本发明是这样实现的，一种适用于乐谱识别的电钢琴即兴伴奏调配管理系统，适用于乐谱识别的电钢琴即兴伴奏调配管理系统包括：
[0019] 感应模
块，与主控模块连接，用于接收钢琴键盘上产生的触摸信号，并将该信号发送到主控模块进行处理分析；
[0020] 所述感应模块通过
振荡器信号的功率谱模型，利用信号功率谱测量数据，采用非线性最小二乘法进行曲线拟合，得到功率谱模型中的参数初值，并编写正则方程组对参数进行修正，最终得到满足既定要求的参数；再根据信号功率谱与其相位噪声幂律模型的关系，将求得的参数代入相位噪声幂律模型中，进而得到被测信号的相位噪声测量结果；
[0021] 主控模块，与电源模块、感应模块、音色库模块、发光模块、判断模块、显示模块连接，用于控制调度各个模块工作；
[0022] 音色库模块，与主控模块连接，用于存储音色数据；
[0023] 判断模块，与主控模块连接，用于将学习者选中的音高与
控制器选取的音高进行比对，若音高相对应，判断模块通过输出装置显示正确，反之，若音高不对应，则判断模块通过显示模块显示错误；
[0024] 所述振荡器设置有由输入微带线、输入匹配调谐网络、谐振器、输出匹配调谐网络、输出微带线依次连接组成的上层微带结构；
[0025] 通过输入微带线和输出微带线馈电给谐振器，输入匹配调谐网络和输出输入匹配调谐网络实现与谐振器的匹配，满足所需的外部Q值，在可调过程中保证绝对带宽不变、滤波特性稳定；输入匹配调谐网络和输出输入匹配调谐网络由
变容二极管组成，分别连接输入输出微带线与谐振器；
[0026] 微带谐振器、输入微带线、输出微带线印制在带通滤波器
中间层的介质
基板上。
[0027] 进一步，输入微带线和输出微带线均为50Ω微带线；
[0028] 谐振器由二分之一
波长微带线加载T型开路枝节，其中二分之一波长微带线两端分别加载第一变容二极管和第二变容二极管；T型开路枝节的
水平微带线的两端分别加载第三变容二极管和第四变容二极管；
[0029] 所述输入微带线和谐振器之间设置输入匹配调谐网络，输入匹配调谐网络是由第一变容二极管和第五变容二极管组成；
[0030] 所述谐振器和输出微带线之间设置输出匹配调谐网络，输出匹配调谐网络是由第二变容二极管和第六变容二极管组成；
[0031] 所述第一变容二极管、第二变容二极管、第三变容二极管、第四变容二极管、第五变容二极管和第六变容二极管均设置
偏置电路；
[0032] 所述输入微带线与谐振器之间分别加载第一隔直电容和第五变容二极管；所述谐振器与输出微带线之间分别加载第六变容二极管和第二隔直电容；五变容二极管和第一隔直电容，第六变容二极管和第二隔直电容通过边长为0.7mm的方形微带贴片级联而成；
[0033] 谐振器的二分之一波长微带线和T型开路枝节进行一定的弯折，以减小尺寸，整体呈轴对称结构。
[0034] 进一步，采用非线性最小二乘法确定参数初值的方法具体包括：
[0035] 依据式 采用非线性最小二乘法，确定参数的初值，取(β＝0,1,2,3,4)，即需要选择aβ的初值，将式 表示为如下的
矩阵形式：
[0036] FA＝S；
[0037] 其中：
[0038]
[0039] A＝[a0 a1 … a4]T S＝[S0 S1 … S4]T；
[0040] 矩阵F中所要用的数据点是从N个{(fi,Si)}i＝1,2,…,N中选取五个频率点，选取的数值应保证矩阵F是满秩可逆；
[0041] 由此得表示参数aβ初值的矩阵A的初值为：
[0042]
[0043] 以 为初始值进行
迭代对矩阵A的值进行估计，l表示迭代次数，此时l＝0；
[0044] 参数估计的误差 β＝0,1,…,4， 由以下方程估算：
[0045]
[0046] 其中系数 和 为：
[0047]
[0048]
[0049] 其中Sk表示频率fk处的功率谱测量值， 表示频率fk处对应的功率谱的第l次迭代值，即：
[0050]
[0051]
[0052] 噪声模型参数估计的判断方法为：
[0053] 判断 如不满足误差要求，令：
[0054]
[0055] l＝l+1；
[0056] 并将修正后的 和对应的功率谱测量数据 代入正则方程组进行求解，得到各参数的修正值 β＝0,1,…4，重新判断 直至误差 满足测量要求或达到设定的迭代次数。
[0057] 满足误差要求，则将参数值 作为 (β＝0,1,2,3,4)的值代入式中，即得到被测信号的相位噪声，并由此绘
制相位噪声曲线。
[0058] 进一步，所述感应模块包括：
[0059] 功率谱
数据采集模块，主要功能是完成对输入信号功率谱数据的采集，为后续参数估计提供数据来源。
[0060] 参数计算模块，主要功能是对输入信号功率谱模型中的参数进行估计，最终得到满足误差要求的参数值。
[0061] 相位噪声测量结果生成模块，主要功能是通过将最终得到的参数代入信号相位噪声幂律模型中计算出被测振荡器信号的相位噪声测量结果。
[0062] 进一步，所述适用于乐谱识别的电钢琴即兴伴奏调配管理系统包括：
[0063] 电源模块，与主控模块连接，用于对电钢琴进行供电；
[0064] 发光模块，与主控模块连接，用于根据主控模块将触摸信号解码后调用对应的音色，发出相应的低电平信号，提示当前所选用的音色；
[0065] 显示模块，与主控模块连接，用于显示判断模块判断结果数据信息。
[0066] 进一步，感应模块感应方法如下：
[0067] 首先，感应模块接收钢琴键盘上产生的触摸信号，并将该信号发送到主控模块；
[0068] 然后，主控模块将接收到的触摸信号解码后调用对应的音色，
[0069] 最后，主控模块调度发光模块发出相应的低电平信号，提示当前所选用的音色。
[0070] 本发明的优点及积极效果为：
[0071] 本发明通过感应模块来替代导电橡胶的触点开关，避免了在潮湿环境、触点磨损、夹缝灰尘和导电橡胶老化的情况下所带来的接触不良、误动作和清洗保养不便的缺陷；同时通过判断模块将学习者练习钢琴的音质与音色库模块中的音质自动进行对比判断，便于学习者辨别出两种音质中的差别，从而达到辨音的效果，提高钢琴的学习水平。
[0072] 本发明没有采用硬件相位噪声提取电路提取被测信号的相位信息，而是利用振荡器信号功率谱与其相位噪声幂律谱模型的关系，通过非线性最小二乘法实现参数计算，从而基于相位噪声数学模型实现了振荡器信号相位噪声测量。本发明的方法相对于现有相位噪声测量方法的主要优势是回避了硬件相位噪声提取电路对测量性能的影响。本发明的方法相对于现有相位噪声测量方法的主要优势是回避了硬件相位噪声提取电路对测量性能的影响。
[0073] 本发明感应模块的振荡器，上层采用微带结构；采用使T型开路枝节两端的变容二极管对称放置方式，共用接地孔和偏置电路，减少直流控制电路，使其控制简单；谐振器与输入输出线间的恒值电容起隔直的作用；谐振器的二分之一波长微带线和T型枝节进行合适的弯折，减小了尺寸，整体呈对称结构；实现了频率和带宽的全可调，在较宽范围的频率可调过程中绝对带宽保持恒定，在较宽范围的带宽可调过程中中心频率保持恒定，保证频率可调过程中滤波特性稳定。
[0074] 与现有技术相比，本发明具有如下优点：
[0075] 1.本发明采用微带结构，设计紧凑，加工简单，成本低廉，易于集成。
[0076] 2.本发明在带宽调谐过程中，中心频率保持不变，绝对带宽调节范围为150MHz-460MHz，实现了宽范围带宽可调。
[0077] 3.本发明电调滤波器在比较宽的中心频率调谐范围内，滤波器特性非常稳定，插入损耗保持在0.85dB左右，回波损耗保持在25dB左右。
[0078] 4.本发明是电调滤波器在比较宽的中心频率调谐范围内，绝对带宽仍可基本保持恒定，满足对于绝对带宽不变的要求。
[0079] 5.本发明采用在谐振器与输入输出端之间加载输入输出匹配调谐网络，方便灵活的调谐馈
电网络与谐振器间的阻抗匹配，提供可调谐的外部Q值，满足频率、带宽可调时对匹配的要求。
[0080] 6.能根据实际需求进行自适应改进，通过改变谐振器长度、变容二极管的型号来调节谐振工作频段，满足不同频段通信标准的需求。
附图说明
[0081] 图1是本发明
实施例提供的适用于乐谱识别的电钢琴即兴伴奏调配管理系统结构
框图。
[0082] 图中：1、电源模块；2、感应模块；3、主控模块；4、音色库模块；5、发光模块；6、判断模块；7、显示模块。
[0083] 图2是本发明实施例提供的实施例中被测信号功率谱的测量曲线与拟合曲线示意图。
[0084] 图3是本发明实施例提供的实施例中本发明方法测量结果与AV4036F的测量结果比较示意图。
[0085] 图4是本发明实施例提供的原理结构示意图。
[0086] 图5是本发明实施例提供的匹配调谐网络示意图。
[0087] 图6是本发明实施例提供的匹配调谐网络等效电路示意图。
具体实施方式
[0088] 为能进一步了解本发明的发明内容、特点及功效，兹例举以下实施例，并配合附图详细说明如下。
[0089] 现有电钢琴长期使用物理按键(例如硅胶制成的按键)，可能在触点磨损的情况下而产生损坏的问题；导电橡胶随着时间的推移或者在潮湿环境下，橡胶老化会导致接触不良或者误动作的问题；同时现有电钢琴不支持辨音训练，无法培养学习者对音高的判断。
[0090] 如图1所示，本发明实施例提供的适用于乐谱识别的电钢琴即兴伴奏调配管理系统包括：电源模块1、感应模块2、主控模块3、音色库模块4、发光模块5、判断模块6、显示模块7。
[0091] 电源模块1，与主控模块3连接，用于对电钢琴进行供电；
[0092] 感应模块2，与主控模块3连接，用于接收钢琴键盘上产生的触摸信号，并将该信号发送到主控模块3进行处理分析；
[0093] 主控模块3，与电源模块1、感应模块2、音色库模块4、发光模块5、判断模块6、显示模块7连接，用于控制调度各个模块工作；
[0094] 音色库模块4，与主控模块3连接，用于存储音色数据；
[0095] 发光模块5，与主控模块3连接，用于根据主控模块3将触摸信号解码后调用对应的音色，发出相应的低电平信号，提示当前所选用的音色；
[0096] 判断模块6，与主控模块3连接，用于将学习者选中的音高与控制器选取的音高进行比对，若音高相对应，判断模块通过输出装置显示正确，反之，若音高不对应，则判断模块通过显示模块7显示错误；
[0097] 显示模块7，与主控模块3连接，用于显示判断模块6判断结果数据信息。
[0098] 本发明提供的感应模块2感应方法如下：
[0099] 首先，感应模块接收钢琴键盘上产生的触摸信号，并将该信号发送到主控模块；
[0100] 然后，主控模块将接收到的触摸信号解码后调用对应的音色，
[0101] 最后，主控模块调度发光模块发出相应的低电平信号，提示当前所选用的音色。
[0102] 本发明使用时，通过电源模块1对电钢琴进行供电；接着，通过感应模块2接收钢琴键盘上产生的触摸信号，并将该信号发送到主控模块3进行处理分析；主控模块3从音色库模块4触摸信号解码后调用对应的音色；并通过发光模块5发出相应的低电平信号，提示当前所选用的音色；通过判断模块6将学习者选中的音高与控制器选取的音高进行比对，若音高相对应，判断模块通过输出装置显示正确，反之，若音高不对应，则判断模块通过显示模块7显示错误。
[0103] 所述感应模块通过振荡器信号的功率谱模型，利用信号功率谱测量数据，采用非线性最小二乘法进行曲线拟合，得到功率谱模型中的参数初值，并编写正则方程组对参数进行修正，最终得到满足既定要求的参数；再根据信号功率谱与其相位噪声幂律模型的关系，将求得的参数代入相位噪声幂律模型中，进而得到被测信号的相位噪声测量结果；
[0104] 所述振荡器设置有由输入微带线、输入匹配调谐网络、谐振器、输出匹配调谐网络、输出微带线依次连接组成的上层微带结构；
[0105] 通过输入微带线和输出微带线馈电给谐振器，输入匹配调谐网络和输出输入匹配调谐网络实现与谐振器的匹配，满足所需的外部Q值，在可调过程中保证绝对带宽不变、滤波特性稳定；输入匹配调谐网络和输出输入匹配调谐网络由变容二极管组成，分别连接输入输出微带线与谐振器；
[0106] 微带谐振器、输入微带线、输出微带线印制在带通滤波器中间层的介质基板上。
[0107] 输入微带线和输出微带线均为50Ω微带线；
[0108] 谐振器由二分之一波长微带线加载T型开路枝节，其中二分之一波长微带线两端分别加载第一变容二极管和第二变容二极管；T型开路枝节的水平微带线的两端分别加载第三变容二极管和第四变容二极管；
[0109] 所述输入微带线和谐振器之间设置输入匹配调谐网络，输入匹配调谐网络是由第一变容二极管和第五变容二极管组成；
[0110] 所述谐振器和输出微带线之间设置输出匹配调谐网络，输出匹配调谐网络是由第二变容二极管和第六变容二极管组成；
[0111] 所述第一变容二极管、第二变容二极管、第三变容二极管、第四变容二极管、第五变容二极管和第六变容二极管均设置偏置电路；
[0112] 所述输入微带线与谐振器之间分别加载第一隔直电容和第五变容二极管；所述谐振器与输出微带线之间分别加载第六变容二极管和第二隔直电容；五变容二极管和第一隔直电容，第六变容二极管和第二隔直电容通过边长为0.7mm的方形微带贴片级联而成；
[0113] 谐振器的二分之一波长微带线和T型开路枝节进行一定的弯折，以减小尺寸，整体呈轴对称结构。
[0114] 采用非线性最小二乘法确定参数初值的方法具体包括：
[0115] 依据式 采用非线性最小二乘法，确定参数的初值，取(β＝0,1,2,3,4)，即需要选择aβ的初值，将式 表示为如下的
矩阵形式：
[0116] FA＝S；
[0117] 其中：
[0118]
[0119] A＝[a0 a1 … a4]T S＝[S0 S1 … S4]T；
[0120] 矩阵F中所要用的数据点是从N个{(fi,Si)}i＝1,2,…,N中选取五个频率点，选取的数值应保证矩阵F是满秩可逆；
[0121] 由此得表示参数aβ初值的矩阵A的初值为：
[0122]
[0123] 以 为初始值进行迭代对矩阵A的值进行估计，l表示迭代次数，此时l＝0；
[0124] 参数估计的误差 β＝0,1,…,4， 由以下方程估算：
[0125]
[0126] 其中系数 和 为：
[0127]
[0128]
[0129] 其中Sk表示频率fk处的功率谱测量值， 表示频率fk处对应的功率谱的第l次迭代值，即：
[0130]
[0131]
[0132] 噪声模型参数估计的判断方法为：
[0133] 判断 如不满足误差要求，令：
[0134]
[0135] l＝l+1；
[0136] 并将修正后的 和对应的功率谱测量数据 代入正则方程组进行求解，得到各参数的修正值 β＝0,1,…4，重新判断 直至误差 满足测量要求或达到设定的迭代次数。
[0137] 满足误差要求，则将参数值 作为 (β＝0,1,2,3,4)的值代入式中，即得到被测信号的相位噪声，并由此绘
制相位噪声曲线。
[0138] 下面结合具体实施例对本发明作进一步描述。
[0139] 施例中，被测信号载波频率为800MHz。用频谱分析仪AV4036F来测量被测信号的功率谱，利用测量的功率谱数据根据本发明方法计算被测信号的相位噪声，给出相位噪声的测量结果。并将本发明
算法的相位噪声测量结果与利用AV4036F的相位噪声测量模块直接测量的结果进行比较，以说明本发明方法的实施过程和有效性。
[0140] 图2给出了利用频谱分析仪AV4036F测量的被测信号功率谱曲线和利用该功率谱测量数据进行非线性最小二乘法拟合的结果。由拟合结果得到的被测信号相位噪声系数为：
[0141]
[0142]
[0143]
[0144]
[0145]
[0146] 将上述拟合得到的参数值，即可得被测信号的单边带相位噪声。图3给出了利用本发明方法测量的被测信号相位噪声与AV4036F的相位噪声测量模块测量的被测信号相位噪声的测量结果比较。表1列出了该实施实例中一些频偏处本发明方法测量的相位噪声与频谱分析仪AV4036F相位噪声测量模块测量的相位噪声的数值比较及误差。
[0147] 下表实施例中本发明所述方法得到的测量结果与AV4036F测量结果的数据比较[0148]
[0149]
[0150] 如图4所示，本发明的谐振器是二分之一波长微带线加载T型开路支节。Y1，L1表示二分之一波长微带线的导纳和物理长度，两端加载变容二极管Cv1；Y2，L2表示加载的T型支节纵向微带线的导纳和物理长度；Y3，L3表示加载的T型支节横向微带线的导纳和物理长度，两端加载变容二极管Cv2。该谐振器呈轴对称结构，进行奇偶模分析，可得奇偶模导纳分别为：
[0151]
[0152]
[0153] Yin_odd，Yin_even分别表示奇偶模导纳，其中：
[0154]
[0155] Ys＝Y1tan(βL1){Y2[Y3-ωeventan(βL3)]-2Y3tan(βL2)[ωCv2+Y3tan(βL3)]} (4)[0156] 根据谐振条件，可将奇偶模谐振频率表示为：
[0157]
[0158]
[0159] 由公式(5)(6)可以得出，fodd取决于Cv1的变化，feven取决于Cv1和Cv2的变化，即调谐Cv1可以同时引起频率和带宽的变化。如果固定Cv1，那么fodd也将固定，feven的调谐仅依靠于Cv2。这个特性被应用于实现对带宽的调谐。
[0160]
[0161]
[0162] θ1＝-tan-1[(2Y2/B')/(Y1/Y2-Y2/Y1-Y1Y2/B'2)] (9)
[0163] θ2＝-tan-1[(2Y1/B')/(Y2/Y1-Y1/Y2-Y1Y2/B'2)] (10)
[0164] B'＝(B-1/X) (11)
[0165] Qe＝b/(J012/Y0) (12)
[0166] 其中，b是谐振器的斜率参数。
[0167] 由(7)可得：为了达到恒定的绝对带宽，外部品质因数要随着中心频率的增大而增大。如图5所示，输入输出微带线与谐振器间的输入输出匹配调谐网络是通过变容二极管Cv1、Ce来实现的，其等效电路图如图6所示，变容二极管Ce等效为导纳为Y1、电长度为θ1的一段微带线
串联一个可变电纳jB，变容二极管Cv1等效为一个可变电抗jX并联一段导纳为Y2、电长度为θ2的微带线；可变电纳jB和可变电抗jX组成可变电纳jB'，根据公式(8)(12)可以得出，变化的jB'对应变化的J01，从而得到变化的Qe，以满足调谐过程中对外部品质因数的需要。结合公式(9)(10)可以得出θ1和θ2的取值，而电长度为θ1和θ2的两段微带线分别被输入输出微带线和谐振器所吸收。当谐振器的频率调谐范围确定后，就可以选择合适的电容值，这种可调谐网络会实现给定的带宽所要求的外部品质因数Qe。
[0168] 以上所述仅是对本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，凡是依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单
修改，等同变化与修饰，均属于本发明技术方案的范围内。
