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含有死区补偿的PWM整流器 电流预测控制方法

阅读：1023发布：2020-07-02

专利汇可以提供含有死区补偿的PWM整流器电流预测控制方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明公开了一种含有死区补偿的PWM 整流器电流预测控制方法，该控制方法包括以下步骤：将整流电路的离散化数学模型作为k+1时刻的预测模型；在一个采样周期内选取一种有效开关状态和两种零开关状态，并且两种零开关状态的作用时间相同；给定同一桥臂上下两个开关管切换动作时加入的死区时间，根据输入电流的方向计算不同开关状态的最佳作用时间及相应的电流预测值；将相关参数代入目标函数，选取使得目标函数最小的有效开关状态作为下一周期的有效开关状态。本发明实现了定频电流预测控制，并加入了死区补偿，有效减少了输入电流的谐波含量，并且提高了系统运行的可靠性。，下面是含有死区补偿的PWM整流器电流预测控制方法专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种含有死区补偿的PWM整流器电流预测控制方法，该PWM整流器电路包括4个MOS管、滤波电感L、稳压电容C以及电阻RL，其中4个MOS管分成两组，每组中两个MOS管串联后进行并联构成第一桥臂与第二桥臂，输入侧的滤波电感L的一端与第一桥臂的中点相连，另一端与输入电压相连，输入电压另一端与第二桥臂的中点相连，稳压电容C与电阻RL并联后与第一桥臂和第二桥臂并联，稳压电容C与电阻RL并联构成单相PWM整流器电路的输出侧；其特征在于，所述的预测控制方法包括下列步骤：
T1、求解在一个采样周期内含有三种开关状态的电路的离散化模型，并将该模型作为k+1时刻的输入电流的预测方程；
T2、给定死区时间，将目标函数对时间求导，根据输入电流的方向得到不同开关状态对应的最佳作用时间以及对应的输入电流预测值；
T3、将电流给定值与预测值代入目标函数中，选取使得目标函数值最小的开关状态作为下一采样周期的有效开关状态，再计算每个桥臂的上管导通时间。
2.根据权利要求1所述的含有死区补偿的PWM整流器电流预测控制方法，其特征在于，所述的步骤T2中，在一个采样周期内选取一种有效开关状态和两种零开关状态，在开关管切换动作时加入死区时间Td，计算is＞0时不同开关状态对应的电流预测值的过程如下：
首先列写电路微分方程如下：
其中，us为输入电压，L为滤波电感，t为时间，is为输入电流，Sa、Sb为开关函数，vdc为输出电压；
将式(A)离散化后得到
其中，is(k)为当前时刻的输入电流采样值，is(k+1)为下一时刻的输入电流预测值，Ts为采样周期，us(k)为当前时刻的输入电压采样值；
然后再假设有效开关状态的作用时间为ton，死区时间为Td，由于零开关状态的Sa-Sb＝
0，则可得到
当ton＞Ts-2Td且Sa-Sb＝1时
3.根据权利要求2所述的含有死区补偿的PWM整流器电流预测控制方法，其特征在于，所述的步骤T2中，在一个采样周期内选取一种有效开关状态和两种零开关状态，在开关管切换动作时加入死区时间Td，计算is＜0时不同开关状态对应的电流预测值的过程如下：
其中，当ton＞Ts-2Td且Sa-Sb＝-1时
4.根据权利要求3所述的含有死区补偿的PWM整流器电流预测控制方法，其特征在于，所述的步骤T2和T3中，求解电流方向不同时有效开关作用时间以及每个桥臂的上管导通时间过程如下：
设置目标函数为
其中，表示输入电流的给定值，is(k+1)为下一时刻的输入电流预测值；
将目标函数对时间求导并令其导数为0，其中忽略的变化率，得到当is＞0时其中，当ton＞Ts-2Td且Sa-Sb＝1时，令ton＝Ts；
当is＜0时
其中，当ton＞Ts-2Td且Sa-Sb＝-1时，令ton＝Ts；
当选取的有效开关状态是(1,0,0,1)时，两条桥臂的上管导通时间ta、tb分别是当选取的有效开关状态是(0,1,1,0)时，两条桥臂的上管导通时间ta、tb分别是

说明书全文

含有死区补偿的PWM整流器 电流预测控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及PWM整流器控制技术领域，具体涉及一种含有死区补偿的PWM整流器电流预测控制方法。

背景技术

[0002] 随着能源危机和环境问题日益严重，新能源技术的研究受到越来越多的关注。在中小功率场合，PWM整流器被广泛的应用。模型预测控制具有控制结构简单、动态响应快等优点，但是也存在开关频率不恒定、计算量大、网侧电流谐波含量高以及同一桥臂的两个开关管同时导通等问题。

[0003] 目前，单相PWM整流器的预测控制有定频预测功率控制，但是该方法计算量大、控制复杂，且一个采样周期只有一个零开关状态，开关频率低而导致谐波抑制不理想，且在预测模型推导过程中没有考虑死区影响，而使得模型不够准确。

发明内容

[0004] 本发明的目的是为了解决现有PWM整流器预测控制方法中的不足，提供一种含有死区补偿的PWM整流器电流预测控制方法，该方法具有计算量少、开关频率恒定、电流谐波小的优点。

[0005] 本发明的目的可以通过采取如下技术方案达到：

[0006] 一种含有死区补偿的PWM整流器电流预测控制方法，该PWM整流器电路包括4个MOS管、滤波电感L、稳压电容C以及电阻RL，其中4个MOS管分成两组，每组中两个MOS管串联后进行并联构成第一桥臂与第二桥臂，输入侧的滤波电感L的一端与第一桥臂的中点相连，另一端与输入电压相连，输入电压另一端与第二桥臂的中点相连，稳压电容C与电阻RL并联后与第一桥臂和第二桥臂并联，稳压电容C与电阻RL并联构成单相PWM整流器电路的输出侧；所述的预测控制方法包括下列步骤：

[0007] T1、求解在一个采样周期内含有三种开关状态的电路的离散化模型，并将该模型作为k+1时刻的输入电流的预测方程；

[0008] T2、给定死区时间，将目标函数对时间求导，根据输入电流的方向得到不同开关状态对应的最佳作用时间以及对应的输入电流预测值；

[0009] T3、将电流给定值与预测值代入目标函数中，选取使得目标函数值最小的开关状态作为下一采样周期的有效开关状态，再计算每个桥臂的上管导通时间。

[0010] 进一步地，所述的步骤T2中，在一个采样周期内选取一种有效开关状态和两种零开关状态，在开关管切换动作时加入死区时间Td，计算is＞0时不同开关状态对应的电流预测值的过程如下：

[0011] 首先列写电路微分方程如下：

[0012]

[0013] 其中，us为输入电压，L为滤波电感，t为时间，is为输入电流，Sa、Sb为开关函数，vdc为输出电压；

[0014] 将式(A)离散化后得到

[0015]

[0016] 其中，is(k)为当前时刻的输入电流采样值，is(k+1)为下一时刻的输入电流预测值，Ts为采样周期，us(k)为当前时刻的输入电压采样值；

[0017] 然后再假设有效开关状态的作用时间为ton，死区时间为Td，由于零开关状态的Sa-Sb＝0，则可得到

[0018]

[0019] 当ton＞Ts-2Td且Sa-Sb＝1时

[0020]

[0021] 进一步地，所述的步骤T2中，在一个采样周期内选取一种有效开关状态和两种零开关状态，在开关管切换动作时加入死区时间Td，计算is＜0时不同开关状态对应的电流预测值的过程如下：

[0022]

[0023] 其中，当ton＞Ts-2Td且Sa-Sb＝-1时

[0024]

[0025] 进一步地，所述的步骤T2和T3中，求解电流方向不同时有效开关作用时间以及每个桥臂的上管导通时间过程如下：

[0026] 设置目标函数为

[0027]

[0028] 其中，表示输入电流的给定值，is(k+1)为下一时刻的输入电流预测值；

[0029] 将目标函数对时间求导并令其导数为0，其中忽略的变化率，得到[0030] 当is＞0时

[0031]

[0032] 其中，当ton＞Ts-2Td且Sa-Sb＝1时，令ton＝Ts；

[0033] 当is＜0时

[0034]

[0035] 其中，当ton＞Ts-2Td且Sa-Sb＝-1时，令ton＝Ts。

[0036] 当选取的有效开关状态是(1,0,0,1)时，两条桥臂的上管导通时间ta、tb分别是[0037]

[0038] 当选取的有效开关状态是(0,1,1,0)时，两条桥臂的上管导通时间ta、tb分别是[0039]

[0040] 本发明相对于现有技术具有如下的优点及效果：

[0041] 传统模型预测控制频率不恒定使得网侧电流谐波大，而以往的单相PWM整流器定频预测控制采用定频功率预测控制，其需要进行坐标变换等步骤，过程复杂、计算量大，且一个采样周期只加入一种零开关状态导致开关频率低，另外没有考虑死区的作用，可能会导致同一桥臂上下两个开关管同时导通，从而使得输出电压基波幅值降低，较低次谐波增加，电流波形发生畸变。而本发明提出含有死区补偿的电流预测控制，不需要坐标变换，计算量小，且在一个采样周期内加入两种零开关状态，开关频率恒定，网侧电流谐波小，输出电压基波幅值基本保持不变，系统运行可靠。附图说明

[0042] 图1是本发明实施例中单相PWM整流器电路图；

[0043] 图2是本发明中公开的含有死区补偿的PWM整流器电流预测控制方法的流程图；

[0044] 图3是传统预测控制实验波形图；

[0045] 图4是本发明实施例中加入死区补偿的电流预测控制实验波形图；

[0046] 图5是传统预测控制电流谐波图；

[0047] 图6是本发明实施例中加入死区补偿的电流预测控制电流谐波图。

具体实施方式

[0048] 为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

[0049] 实施例

[0050] 图1是单相PWM整流器电路图，该PWM整流器电路包括4个MOS管、滤波电感L、稳压电容C以及电阻RL，其中4个MOS管分成两组，每组中两个MOS管串联后进行并联构成第一桥臂与第二桥臂，输入侧的滤波电感L的一端与第一桥臂的中点相连，另一端与输入电压相连，输入电压另一端与第二桥臂的中点相连，稳压电容C与电阻RL并联后与第一桥臂和第二桥臂并联，稳压电容C与电阻RL并联构成单相PWM整流器电路的输出侧。

[0051] 根据图2公开的含有死区补偿的PWM整流器电流预测控制方法的流程图，可以将控制的过程分为如下3步：

[0052] 步骤T1、求解在一个采样周期内含有三种开关状态的电路的离散化模型，并将该模型作为k+1时刻的输入电流的预测方程。其中规定单相PWM整流器的四种开关状态中(1,0,0,1)和(0,1,1,0)为有效开关状态，(1,0,1,0)和(0,1,0,1)为零开关状态，每个采样周期都包含一个有效开关状态和两种零开关状态，两种零开关状态的作用时间相同。

[0053] 计算输入电流预测方程的具体方法是：

[0054] 首先列写电路微分方程如下：

[0055]

[0056] 其中，us为输入电压，L为滤波电感，t为时间，is为输入电流，Sa、Sb为开关函数，vdc为输出电压。

[0057] 将式(1)离散化后得到

[0058]

[0059] 其中，is(k)为当前时刻的输入电流采样值，is(k+1)为下一时刻的输入电流预测值，Ts为采样周期，us(k)为当前时刻的输入电压采样值。

[0060] 步骤T2、在开关管切换动作时加入死区时间Td，死区时间为Td,，由于零开关状态的Sa-Sb＝0，则可得到

[0061] 当is＞0时，

[0062]

[0063] 其中，Td为死区时间；

[0064] 当ton＞Ts-2Td且Sa-Sb＝1时

[0065]

[0066] 当is＜0时，

[0067]

[0068] 当ton＞Ts-2Td且Sa-Sb＝-1时

[0069]

[0070] 求解电流方向不同时有效开关作用时间过程如下：

[0071] 设置目标函数为

[0072]

[0073] 将目标函数对时间求导并令其导数为0，其中，表示输入电流的给定值，忽略的变化率，得到

[0074] 当is＞0时，

[0075]

[0076] 其中，当ton＞Ts-2Td且Sa-Sb＝1时，令ton＝Ts

[0077] 当is＜0时，

[0078]

[0079] 其中，当ton＞Ts-2Td且Sa-Sb＝-1时，令ton＝Ts。

[0080] 步骤T3、计算不同开关状态下对应的输入电流预测值，并将电流给定值与预测值代入目标函数中，选取使得目标函数值最小的开关状态作为下一采样周期的有效开关状态，再计算每个桥臂的上管导通时间。

[0081] 计算每个桥臂的上管导通时间的具体方法是：

[0082] 当选取的有效开关状态是(1,0,0,1)时，两条桥臂的上管导通时间ta、tb分别是[0083]

[0084] 当选取的有效开关状态是(0,1,1,0)时，两条桥臂的上管导通时间ta、tb分别是[0085]

[0086] 实验的系统参数如表1所示，

[0087] 表1.系统参数表

[0088] 参数取值输入电压峰值 150V
输入电流峰值 3A
交流侧滤波电感L 10mH
直流侧电压 215V
电网频率 50Hz
采样频率 20kHz

[0089] 图3是传统预测控制实验波形图，对其中的电流波形进行FFT分析得到图5的传统预测控制电流谐波图，可以看到，电流谐波高达21.65％。

[0090] 图4是加入死区补偿的电流预测控制实验波形图，对其中的电流波形进行FFT分析得到图6的加入死区补偿后的预测控制电流谐波图，此时电流谐波减小到7.10％。

[0091] 从上面的实验结果可以看出，本发明提出的单相PWM整流器定频电流预测控制方法可以克服传统预测控制开关频率低、网侧电流谐波大的缺点。

[0092] 上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

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