用于提高功率放大器效率的装置和方法
阅读：60发布：2020-05-14
专利汇可以提供用于提高功率放大器效率的装置和方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且一种用于提高功率 放大器 (104)的效率的方法和设备。一种装置(100)，包括：谐波发生器(101)，被配置为根据 功率放大器 (104)的输出 信号 产生一个或多个谐波；谐波反馈设备(102)，被配置为将谐波发生器产生的谐波注入功率放大器(104)的输入 端子 ；以及谐波消除器(103)，被配置为消除功率放大器(104)的 输出信号 中的谐波。可以在不降低线性度的情况下提高功率放大器(104)的效率。，下面是用于提高功率放大器效率的装置和方法专利的具体信息内容。
1.一种装置(100)，所述装置(100)包括：
谐波发生器(101)，被配置为根据功率放大器(104)的输出信号产生一个或多个谐波；
谐波反馈设备(102)，被配置为将所述谐波发生器产生的谐波注入所述功率放大器(104)的输入端子；以及
谐波消除器(103)，被配置为消除所述功率放大器(104)的输出信号中的谐波。
2.根据权利要求1所述的装置(100)，其中，
所述谐波发生器(101)被配置为根据所述功率放大器(104)的输出信号产生偶次谐波，所述谐波反馈设备(102)被配置为将所述谐波发生器产生的偶次谐波注入所述功率放大器(104)的输入端子，以及
所述谐波消除器(103)被配置为消除所述功率放大器(104)的输出信号中的偶次谐波。
3.根据权利要求2所述的装置(100)，其中，所述谐波发生器(101)包括：
谐波产生设备(301)，被配置为根据所述功率放大器(104)的输出信号产生奇次谐波和偶次谐波；
输出匹配网络(302)，被配置为在所述功率放大器(104)的输出端子处使所述偶次谐波开路并使所述奇次谐波短路；以及
输入匹配网络(303)，被配置为在所述功率放大器(104)的输入端子处使所述偶次谐波开路并使所述奇次谐波短路。
4.根据权利要求3所述的装置(100)，其中，
所述谐波产生设备(301)包括非线性可变电容器，
所述谐波反馈设备(102)包括线性电容器，
所述谐波产生设备(301)在所述功率放大器的输出端子处并联接地，
所述谐波反馈设备(102)耦接所述功率放大器的功率晶体管的栅极和漏极。
5.根据权利要求2所述的装置(100)，其中，
所述谐波发生器(101)包括位于所述功率放大器(104)的功率晶体管的漏极和源极之间的非线性电容器Cds；以及
所述谐波反馈设备(102)包括位于所述功率放大器的功率晶体管的栅极和漏极之间的电容器Cgd；以及
所述谐波消除器(103)包括差分到单端网络。
6.根据权利要求1所述的装置(100、1400)，其中，所述功率放大器是Doherty放大器(1404)，并且所述装置(100、1400)还包括：
阻抗调谐器控制器(1401)，被配置为根据Doherty功率放大器(1404)的输入信号的功率包络产生控制信号；
阻抗调谐器(1402)，被配置为连接到所述Doherty功率放大器(1404)的载波放大器(14041)的输出端子，并且根据所述控制信号对所述阻抗调谐器(1402)的阻抗进行调谐；以及
定时对准设备(1403)，被配置为补偿所述输入信号和所述控制信号之间的延迟。
7.根据权利要求6所述的装置(100、1400)，其中，所述阻抗调谐器控制器(1401)包括：
功率检测器(1501)，被配置为检测功率电平；
波形整形设备(1502)，被配置为根据所述功率电平产生所述控制信号的波形；以及调谐器驱动放大器(1503)，被配置为对所述波形进行放大并且将经放大的控制信号输出到所述阻抗调谐器(1402)。
8.根据权利要求7所述的装置(100、1400)，其中，
所述调谐器驱动放大器(1503)的带宽至少是所述输入信号的功率包络的带宽的3倍。
9.根据权利要求8所述的装置(100、1400)，其中，
所述阻抗调谐器(1402)包括至少一个变容管栈(1500)，
所述阻抗调谐器(1402)的阻抗是通过调整所述变容管栈(1500)的电抗和电阻的比率来调谐的。
10.根据权利要求6所述的装置(100、1400)，其中，
所述阻抗调谐器(1402)与所述载波放大器(14041)串联布置，所述阻抗调谐器(1402)的位置通过以下三种类型之一来布置：
预调谐类型，其中放置顺序是载波放大器(14041)、阻抗调谐器(1402)和输出匹配网络(1701)；
后调谐类型，其中放置顺序是载波放大器(14041)、输出匹配网络(1701)和阻抗调谐器(1402)；
集成调谐类型，其中阻抗调谐器(1402)被合并到所述输出匹配网络(1701)的元件中。
11.根据权利要求6所述的装置(100、1400)，其中，
当所述功率放大器的输出的功率电平低于第一阈值时，所述阻抗调谐器的阻抗固定在第一静态值；
当所述功率放大器的输出的功率电平高于第一阈值且低于第二阈值时，根据基于负载拉移测量的最优负载阻抗轨迹，通过所述控制信号动态调整所述阻抗调谐器的阻抗；
当所述功率放大器的输出的功率电平进入Doherty操作时，所述阻抗调谐器的阻抗固定在第二静态值；
当所述功率放大器的输出的功率电平达到第三阈值时，所述Doherty操作完成且达到最大输出功率。
12.一种在装置中实现的方法(1300)，所述方法包括：
根据功率放大器的输出信号产生(1301)一个或多个谐波；
将所述谐波注入(1302)所述功率放大器的输入端子；以及
消除(1303)所述功率放大器的输出信号中的谐波。
13.根据权利要求12所述的方法(1300)，其中，
产生的谐波是偶次谐波，
注入的谐波是偶次谐波，以及
消除的谐波是偶次谐波。
14.根据权利要求13所述的方法(1300)，其中，产生偶次谐波包括：
根据所述功率放大器的输出信号产生奇次谐波和偶次谐波；
在所述功率放大器的输出端子处使所述偶次谐波开路并且使所述奇次谐波短路；以及在所述功率放大器的输入端子处使所述偶次谐波开路并且使所述奇次谐波短路。
15.根据权利要求14所述的方法(1300)，其中，
通过使用至少一个非线性可变电容器产生奇次谐波和偶次谐波；以及
通过使用线性电容器注入所产生的谐波。
16.根据权利要求12所述的方法(1300)，其中，所述功率放大器是Doherty功率放大器，所述方法还包括：
根据所述Doherty功率放大器的输入信号的功率包络产生控制信号；
根据所述控制信号对阻抗调谐器的阻抗进行动态调谐；以及
补偿所述输入信号和所述控制信号之间的延迟。
17.根据权利要求16所述的方法(1300)，其中，产生控制信号包括：
检测功率电平；
根据所述功率电平产生所述控制信号的波形；
对所述波形进行放大并且将经放大的控制信号输出到所述阻抗调谐器。
18.根据权利要求16所述的方法(1300)，其中，
所述阻抗调谐器包括变容管栈，
所述阻抗调谐器的阻抗是通过调整所述变容管栈的电抗和电阻的比率来调谐的。
19.根据权利要求16所述的方法(1300)，其中，
当所述功率放大器的输出的功率电平低于第一阈值时，所述阻抗调谐器的阻抗固定在第一静态值；
当所述功率放大器的输出的功率电平高于第一阈值且低于第二阈值时，根据基于负载拉移测量的最优负载阻抗轨迹，通过所述控制信号调整所述阻抗调谐器的阻抗；
当所述功率放大器的输出的功率电平进入Doherty操作时，所述阻抗调谐器的阻抗固定在第二静态值；
当所述功率放大器的输出的功率电平达到第三阈值时，所述Doherty操作完成且达到最大输出功率。
20.一种装置(1400)，所述装置(1400)包括：
阻抗调谐器控制器(1401)，被配置为根据Doherty功率放大器(1404)的输入信号的功率包络产生控制信号；
阻抗调谐器(1402)，被配置为连接到所述Doherty功率放大器(1404)的载波放大器(14041)的输出端子，所述阻抗调谐器(1402)的阻抗是根据所述控制信号来调谐的；以及定时对准设备(1403)，被配置为补偿所述输入信号和所述控制信号之间的延迟。
21.根据权利要求20所述的装置(1400)，其中，所述阻抗调谐器控制器(1401)包括：
功率检测器(1501)，被配置为检测功率电平；
波形整形设备(1502)，被配置为根据所述功率电平产生所述控制信号的波形；
调谐器驱动放大器(1503)，被配置为对所述波形进行放大并且将经放大的控制信号输出到所述阻抗调谐器(1402)。
22.根据权利要求21所述的装置(1400)，其中，
所述调谐器驱动放大器(1503)的带宽至少是所述输入信号的功率包络的带宽的3倍。
23.根据权利要求20所述的装置(1400)，其中，
所述阻抗调谐器(1402)包括至少一个变容管栈(1500)，
所述阻抗调谐器(1402)的阻抗是通过调整所述变容管栈(1500)的电抗和电阻的比率来调谐的。
24.根据权利要求20所述的装置(1400)，其中，
所述阻抗调谐器(1402)与所述载波放大器(14041)和输出匹配网络(1701)串联布置，所述阻抗调谐器(1402)的位置通过以下三种类型之一来布置：
预调谐类型，其中放置顺序是载波放大器(14041)、阻抗调谐器(1402)和输出匹配网络(1701)；
后调谐类型，其中放置顺序是载波放大器(14041)、输出匹配网络(1701)和阻抗调谐器(1402)；
集成调谐类型，其中阻抗调谐器(1402)被合并到所述输出匹配网络(1701)的元件中。
25.根据权利要求20所述的装置(1400)，其中，
当所述功率放大器的输出的功率电平低于第一阈值时，所述阻抗调谐器的阻抗固定在第一静态值；
当所述功率放大器的输出的功率电平高于第一阈值且低于第二阈值时，根据基于负载拉移测量的最优负载阻抗轨迹，通过所述控制信号调整所述阻抗调谐器(1402)的阻抗；
当所述功率放大器的输出的功率电平进入Doherty操作时，所述阻抗调谐器的阻抗固定在第二静态值；
当所述功率放大器的输出的功率电平达到第三阈值时，所述Doherty操作完成且达到最大输出功率。
26.一种在装置中实现的方法(2400)，所述方法(2400)包括：
根据Doherty功率放大器的输入信号的功率包络产生(2401)控制信号；
根据所述控制信号对阻抗调谐器的阻抗进行调谐(2402)，所述阻抗调谐器连接到所述Doherty功率放大器的载波的输出端子；以及
补偿(2403)所述输入信号和所述控制信号之间的延迟。
27.根据权利要求26所述的方法(2400)，其中，产生控制信号包括：
检测功率电平；
根据所述功率电平产生所述控制信号的波形；
对所述波形进行放大并且将经放大的控制信号输出到所述阻抗调谐器。
28.根据权利要求26所述的方法(2400)，其中，
当所述功率放大器的输出的功率电平低于第一阈值时，所述阻抗调谐器的阻抗固定在第一静态值；
当所述功率放大器的输出的功率电平高于第一阈值且低于第二阈值时，根据基于负载拉移测量的最优负载阻抗轨迹，通过所述控制信号调整所述阻抗调谐器的阻抗；
当所述功率放大器的输出的功率电平进入Doherty操作时，所述阻抗调谐器的阻抗固定在第二静态值；
当所述功率放大器的输出的功率电平达到第三阈值时，所述Doherty操作完成且达到最大输出功率。
29.一种设备，所述设备包括根据权利要求1至11和20至25中任一项所述的装置。
30.一种无线通信系统中的装置(2600)，包括：
至少一个处理器(2610)；以及
至少一个存储器(2620)，包括计算机程序代码，
其中所述至少一个存储器(2620)和计算机程序代码被配置为与所述至少一个处理器(2610)一起使所述装置(2600)至少：
根据功率放大器的输出信号产生一个或多个谐波；
将所述谐波注入所述功率放大器的输入端子；以及
消除所述功率放大器的输出信号中的谐波。
31.一种无线通信系统中的装置(2600)，包括：
至少一个处理器(2610)；以及
至少一个存储器(2620)，包括计算机程序代码，
其中所述至少一个存储器(2620)和计算机程序代码被配置为与所述至少一个处理器(2610)一起使所述装置(2600)至少：
根据Doherty功率放大器的输入信号的功率包络产生控制信号；
根据所述控制信号对阻抗调谐器的阻抗进行调谐，所述阻抗调谐器连接到所述Doherty功率放大器的载波的输出端子；以及
补偿所述输入信号和所述控制信号之间的延迟。
用于提高功率放大器效率的装置和方法
技术领域
背景技术
[0003] 在4G及以上的蜂窝基站中，先进的数字调制方案用于高频谱效率。4G及以上的射频(RF)信号表现出大的峰均功率比(PAPR)，峰均功率比同时在功率放大器(PA)中被放大。因此，瞬时发射功率将非常广泛且快速地变化。
[0004] 通常，Doherty PA用于增强高PAPR信号的放大效率。然而，随着PAPR越来越高，Doherty PA的主要难点在于，在PAPR大于一定范围的情况下，应将Doherty域限制于保持高效率，例如，应限制Doherty域，使得Doherty PA具有6dB的输出功率回退。
[0005] 常规的Doherty PA包括表现出有限效率特性的传统放大器部分或单元，其限定了Doherty PA可实现的效率上限。多年来，已经开发了各种高效操作放大器的理论，以满足在高PAPR信号的Doherty PA放大器中实现高效率的需要。
[0006] 传统的解决方案具有超过70％的最大漏极效率。然而，在耗散功率不仅耗尽电源且通常显著增加器件结区温度的高功率电路中，低损耗尤其关键。高操作温度因此导致Doherty PA的性能降低和可靠性降低。
[0007] 谐波注入方法是提高放大器单元峰值功率效率和峰值功率附近效率的有效方法。在谐波注入功率放大器中，向功率放大器的输入端子注入谐波，功率放大器的效率将有一定程度的提高。在现有技术中，谐波通常由有源谐波注入装置产生和注入。
发明内容
发明内容
[0008] 发明人发现，使用有源谐波注入方法时，缺点主要在于电路的高成本和复杂性。此外，注入的谐波将降低放大器的线性度，谐波产生电路中的功率耗散在一定程度上降低了整体效率。电路的高复杂性还导致了设备体积较大，这可能成为产品小型化的障碍。
[0009] 为了克服上述问题中的至少一部分，在本公开中提供了方法、装置。可以理解，本公开的实施例不限于功率放大器，而是可以更广泛应用于存在类似问题的任何应用场景。
[0010] 本公开的各种实施例主要旨在提供用于提高功率放大器效率的方法、设备和计算机程序。当结合附图阅读具体实施例的以下描述时，本公开的实施例的其它特征和优点也将被理解，其中，附图以示例的方式示出了本公开实施例的原理。
[0011] 一般地，本公开的实施例提供了用于提高功率放大器效率的解决方案。
[0012] 在第一方案中，提供了一种用于提高功率放大器效率的装置，所述装置包括：谐波发生器，被配置为根据功率放大器的输出信号产生一个或多个谐波；谐波反馈设备，被配置为将谐波发生器产生的谐波注入功率放大器的输入端子；以及谐波消除器，被配置为消除功率放大器的输出信号中的谐波。
[0013] 在一个实施例中，谐波发生器被配置为根据功率放大器的输出信号产生偶次谐波，谐波反馈设备被配置为将谐波发生器产生的偶次谐波注入功率放大器的输入端子，并且谐波消除器被配置为消除功率放大器的输出信号中的偶次谐波。
[0014] 在一个实施例中，谐波发生器包括：谐波产生设备，被配置为根据功率放大器的输出信号产生奇次谐波和偶次谐波；输出匹配网络，被配置为在功率放大器的输出端子处使偶次谐波开路并使奇次谐波短路；以及输入匹配网络，被配置为在功率放大器的输入端子处使偶次谐波开路并使奇次谐波短路。
[0015] 在一个实施例中，谐波产生设备包括非线性可变电容器，谐波反馈设备包括线性电容器，并且谐波产生设备在功率放大器的输出端子处并联接地，谐波反馈设备耦接功率放大器的功率晶体管的栅极和漏极。
[0016] 在一个实施例中，谐波发生器包括位于功率放大器的功率晶体管的漏极和源极之间的非线性电容器Cds；谐波反馈设备包括位于功率放大器的功率晶体管的栅极和漏极之间的电容器Cgd；以及谐波消除器包括差分到单端网络(differential to single end network)。
[0017] 在一个实施例中，功率放大器是Doherty放大器，并且装置还包括：阻抗调谐器控制器，被配置为根据Doherty功率放大器的输入信号的功率包络产生控制信号；阻抗调谐器，被配置为连接到Doherty功率放大器的载波放大器的输出端子，并且可以根据控制信号对阻抗调谐器的阻抗进行调谐；以及定时对准设备，被配置为补偿输入信号和控制信号之间的延迟。
[0018] 在一个实施例中，阻抗调谐器控制器包括：功率检测器，被配置为检测功率电平；波形整形设备，被配置为根据功率电平产生控制信号的波形；以及调谐器驱动放大器，被配置为对波形进行放大并且将经放大的控制信号输出到阻抗调谐器。
[0019] 在一个实施例中，调谐器驱动放大器的带宽至少是输入信号的功率包络的带宽的3倍。
[0020] 在一个实施例中，阻抗调谐器包括至少一个变容管栈，通过调整变容管栈的电抗和电阻的比率，可以对阻抗调谐器的阻抗进行调谐。
[0021] 在一个实施例中，阻抗调谐器与载波放大器串联布置，阻抗调谐器的位置通过以下三种类型之一来布置：预调谐类型，其中放置顺序是载波放大器、阻抗调谐器和输出匹配网络；后调谐类型，其中放置顺序是载波放大器、输出匹配网络和阻抗调谐器；以及集成调谐类型，其中阻抗调谐器被合并到输出匹配网络的元件中。
[0022] 在一个实施例中，当功率放大器的输出的功率电平低于第一阈值时，阻抗调谐器的阻抗固定在第一静态值；当功率放大器的输出的功率电平高于第一阈值且低于第二阈值时，根据基于负载拉移测量的最优负载阻抗轨迹，通过控制信号动态调整阻抗调谐器的阻抗；当功率放大器的输出的功率电平进入Doherty操作时，阻抗调谐器的阻抗固定在第二静态值；当功率放大器的输出的功率电平达到第三阈值时，Doherty操作完成且达到最大输出功率。
[0023] 在实施例的第二方案中，提供了一种谐波注入和消除的方法，方法包括：根据功率放大器的输出信号产生一个或多个谐波；将谐波注入功率放大器的输入端子；以及消除功率放大器的输出信号中的谐波。
[0024] 在一个实施例中，产生的谐波是偶次谐波，注入的谐波是偶次谐波，且消除的谐波是偶次谐波。
[0025] 在一个实施例中，产生偶次谐波包括：根据功率放大器的输出信号产生奇次谐波和偶次谐波；在功率放大器的输出端子处使偶次谐波开路并且使奇次谐波短路；以及在功率放大器的输入端子处使偶次谐波开路并且使奇次谐波短路。
[0026] 在一个实施例中，通过使用至少一个非线性可变电容器产生奇次谐波和偶次谐波；以及通过使用线性电容器注入所产生的谐波。
[0027] 在一个实施例中，功率放大器是Doherty功率放大器，方法还包括：根据Doherty功率放大器的输入信号的功率包络产生控制信号；根据控制信号对阻抗调谐器的阻抗动态地进行调谐；补偿输入信号和控制信号之间的延迟。
[0028] 在一个实施例中，产生控制信号包括：检测功率电平；根据功率电平产生控制信号的波形；对波形进行放大并且将经放大的控制信号输出到阻抗调谐器。
[0029] 在一个实施例中，阻抗调谐器包括变容管栈，可以通过调整变容管栈的电抗和电阻的比率，对阻抗调谐器的阻抗进行调谐。
[0030] 在一个实施例中，当功率放大器的输出的功率电平低于第一阈值时，阻抗调谐器的阻抗固定在第一静态值；当功率放大器的输出的功率电平高于第一阈值且低于第二阈值时，根据基于负载拉移测量的最优负载阻抗轨迹，通过控制信号调整阻抗调谐器的阻抗；当功率放大器的输出的功率电平进入Doherty操作时，阻抗调谐器的阻抗固定在第二静态值；当功率放大器的输出的功率电平达到第三阈值时，Doherty操作完成且达到最大输出功率。
[0031] 在实施例的第三方案中，提供了一种用于提高Doherty功率放大器效率的装置，所述装置包括：阻抗调谐器控制器，被配置为根据Doherty功率放大器的输入信号的功率包络产生控制信号；阻抗调谐器，被配置为连接到Doherty功率放大器的载波放大器的输出端子，并且可以根据控制信号对阻抗调谐器的阻抗进行调谐；以及定时对准设备，被配置为补偿输入信号和控制信号之间的延迟。
[0032] 在一个实施例中，阻抗调谐器控制器包括：功率检测器，被配置为检测功率电平；波形整形设备，被配置为根据功率电平产生控制信号的波形；调谐器驱动放大器，被配置为对波形进行放大并且将经放大的控制信号输出到阻抗调谐器。
[0033] 在一个实施例中，调谐器驱动放大器的带宽至少是输入信号的功率包络的带宽的3倍。
[0034] 在一个实施例中，阻抗调谐器包括至少一个变容管栈，可以通过调整变容管栈的电抗和电阻的比率，对阻抗调谐器的阻抗进行调谐。
[0035] 在一个实施例中，阻抗调谐器与载波放大器和输出匹配网络串联布置，阻抗调谐器的位置通过以下三种类型之一来布置：预调谐类型，其中放置顺序是载波放大器、阻抗调谐器和输出匹配网络；后调谐类型，其中所述放置顺序是载波放大器、输出匹配网络和阻抗调谐器；以及集成调谐类型，其中阻抗调谐器被合并到输出匹配网络的元件中。
[0036] 在一个实施例中，当功率放大器的输出的功率电平低于第一阈值时，阻抗调谐器的阻抗固定在第一静态值；当功率放大器的输出的功率电平高于第一阈值且低于第二阈值时，根据基于负载拉移测量的最优负载阻抗轨迹，通过控制信号调整阻抗调谐器的阻抗；当功率放大器的输出的功率电平进入Doherty操作时，阻抗调谐器的阻抗固定在第二静态值；当功率放大器的输出的功率电平达到第三阈值时，Doherty操作完成且达到最大输出功率。
[0037] 在实施例的第四方案中，提供了一种用于Doherty功率放大器的阻抗调谐的方法，所述方法包括：根据Doherty功率放大器的输入信号的功率包络产生控制信号；根据控制信号对阻抗调谐器的阻抗进行调谐，阻抗调谐器连接到Doherty功率放大器的载波的输出端子；以及补偿输入信号和控制信号之间的延迟。
[0038] 在一个实施例中，产生控制信号包括：检测功率电平；根据功率电平产生控制信号的波形；对波形进行放大并且将经放大的控制信号输出到阻抗调谐器。
[0039] 在一个实施例中，当功率放大器的输出的功率电平低于第一阈值时，阻抗调谐器的阻抗固定在第一静态值；当功率放大器的输出的功率电平高于第一阈值且低于第二阈值时，根据基于负载拉移测量的最优负载阻抗轨迹，通过控制信号调整阻抗调谐器的阻抗；当功率放大器的输出的功率电平进入Doherty操作时，阻抗调谐器的阻抗固定在第二静态值；当功率放大器的输出的功率电平达到第三阈值时，Doherty操作完成且达到最大输出功率。
[0040] 在第五方案中，提供了一种设备。所述设备包括：如本公开第一方案或第三方案所述的装置。
[0041] 在第六方案中，提供了一种无线通信系统中的装置。所述装置包括：至少一个处理器；以及包括计算机程序代码的至少一个存储器，至少一个存储器和计算机程序代码被配置为与至少一个处理器一同工作，使所述装置至少：根据功率放大器的输出信号产生一个或多个谐波；将谐波注入功率放大器的输入端子；以及消除功率放大器的输出信号中的谐波。
[0042] 在第七方案中，提供了一种无线通信系统中的装置。所述装置包括：至少一个处理器；以及包括计算机程序代码的至少一个存储器，至少一个存储器和计算机程序代码被配置为与至少一个处理器一同工作，使所述装置至少：根据Doherty功率放大器的输入信号的功率包络产生控制信号；根据控制信号对阻抗调谐器的阻抗进行调谐，阻抗调谐器连接到Doherty功率放大器的载波的输出端子；以及补偿输入信号和控制信号之间的延迟。
[0043] 根据本公开的各种实施例，可以将谐波反馈回功率放大器，并且对功率放大器的输出信号执行谐波消除。因此，可以在不降低线性度的情况下提高功率放大器的效率。
附图说明
[0044] 举例来说，根据以下参考附图的详细描述，本公开的各种实施例的上述和其他方面、特征和优点将变得更加全面地明显，在附图中类似的附图标记或字母用于指代类似或等同的元件。示出附图以帮助更好地理解本公开的实施例，并且附图不一定按比例绘制，在附图中：
[0045] 图1是根据本公开实施例的用于提高功率放大器效率的装置的图；
[0046] 图2是示出了通过使用偶次谐波反馈输入进行谐波注入来提高功率放大器的峰值功率效率的实施例的图；
[0047] 图3是根据本公开实施例的谐波发生器的图；
[0048] 图4是本公开和现有技术中Cds和Cgd的特征图；
[0049] 图5的(a)示出了当Cgd值为0或过于小时的谐波反馈效率；
[0050] 图5的(b)示出了当Cgd值较大时的谐波反馈效率；
[0051] 图6是示出了根据本公开实施例的将装置100与Doherty功率放大器结合以形成功率放大器设备的图；
[0052] 图7是根据本公开实施例的功率放大器设备600的仿真功率增益和PAE与频率的关系的图；
[0053] 图8是示出了根据本公开实施例的一个支路的功率增益和PAE与基本输出功率的关系的图；
[0054] 图9是功率放大器设备600的功率增益和PAE与基本输出功率的关系的图；
[0055] 图10的(a)示出了根据本公开实施例的CCDF与用于验证的输入信号的PAPR信号范围的关系；
[0056] 图10的(b)示出了根据本公开实施例的PAE和LPP(负载功率概率)与基本输出功率的关系；
[0057] 图11是功率放大器设备600在PAPR＝8.5dB的调制信号的情况下的AM-AM和AM-PM结果的图；
[0059] 图13是根据本公开实施例的用于提高功率放大器的效率的方法1300的流程图；
[0060] 图14是根据本公开实施例的用于提高Doherty功率放大器效率的装置的概括图；
[0061] 图15是根据本公开实施例的调谐元件电路的图；
[0062] 图16是示出了根据本公开实施例的阻抗调谐器的电容的调谐范围的图；
[0063] 图17是示出了根据本公开实施例的使用块的输出匹配网络和阻抗调谐器的3种类型布局的图；
[0064] 图18是示出了使用电路元件的输出匹配网络和阻抗调谐器的3种布局的图；
[0065] 图19是示出了用于动态负载调制的本公开的三个主要变型的图；
[0066] 图20是示出了具有双向Doherty PA实施例的本公开的效率轨迹的图；
[0067] 图21是示出了根据本公开实施例的用于三级Doherty PA的本公开原理的图；
[0069] 图23是示出了根据本公开实施例的用于提高功率放大器的效率的方法2300的流程图的图；
[0070] 图24是示出了将装置100和装置1400与Doherty功率放大器结合以形成功率放大器设备的图；
[0071] 图25是示出了使用设备等效电路模型的具有谐波注入和消除的动态负载载波PA支路的图；
[0072] 图26示出了根据本公开实施例的无线通信系统中的装置2600的简化框图。
具体实施方式
[0073] 现在将参考若干示例实施例来讨论本公开。应当理解的是，仅仅是出于使本领域技术人员能够更好地理解本公开并且因此实现本公开而不是对本公开的范围提出任何限制的目的来讨论这些实施例。
[0074] 如本文所使用的，术语“无线通信网络”是指遵循任何适当的通信标准的网络，例如高级LTE(LTE-A)、LTE、宽带码分多址(WCDMA)、高速分组接入(HSPA)等。此外，可以根据任何适当代的通信协议来执行无线通信网络中的终端设备和网络设备之间的通信，任何适当代的通信协议包括但不限于第一代(1G)、第二代(2G)、2.5G、2.75G、第三代(3G)、第四代(4G)、4.5G、未来第五代(5G)通信协议和/或目前已知或未来将要开发的任何其他协议。
[0075] 术语“网络设备”是指无线通信网络中的设备，终端设备经由网络设备接入网络并从其接收服务。网络设备是指无线通信网络中的基站(BS)、接入点(AP)或任何其他合适的设备。例如，BS可以是节点B(NodeB或NB)、演进NodeB(eNodeB或eNB))或gNB、远程无线电单元(RRU)、无线电头端(RH)、远程无线电头端(RRH)、中继、低功率节点(例如，毫微微、微微)等等。
[0076] 网络设备的其他示例可以包括多标准无线电(MSR)射频设备(例如，MSR BS)、网络控制器(例如，无线电网络控制器(RNC)或基站控制器(BSC))、基站收发信台(BTS)、发射点、发射节点。然而，更一般地，网络设备可以表示能够、被配置为、被布置为和/或可操作以启用和/或提供到无线通信网络的终端设备接入或者向已经接入无线通信网络的终端设备提供一些服务的任何合适的设备(或设备组)。网络设备可以包括本公开的实施例中的装置。
[0077] 术语“终端设备”是指可以接入无线通信网络并从其接收服务的任何端设备。作为示例而非限制，终端设备是指移动终端、用户设备(UE)或其他合适的设备。例如，UE可以是订户站(SS)、便携式订户站、移动站(MS)或接入终端(AT)。终端设备可以包括但不限于：便携式计算机、诸如数字相机的图像捕获终端设备、游戏终端设备、音乐存储和回放设备、移动电话、蜂窝电话、智能电话、平板电脑、可穿戴设备、个人数字助理(PDA)、车辆等。终端设备可以包括本公开的实施例中的装置。
[0078] 如本文所使用的，术语“第一”和“第二”指代不同元件。除非上下文另外明确指示，否则单数形式“一”和“一个”意在还包括复数形式。本文所使用的术语“包括”、“包含”、“具有”、“带有”、“含有”和/或“并入”表示存在所陈述的特征、元件和/或组件等，但并不排除存在或添加一个或多个其他特征、元件、组件和/或其组合。术语“基于”应被理解为“至少部分基于”。术语“一个实施例”和“实施例”应被理解为“至少一个实施例”。术语“另一实施例”应被理解为“至少一个其他实施例”。其他定义，包括显式和隐式定义，可能包括在下面。
[0079] 在描述在若干附图中说明性地描绘的示例之前，提供一般性介绍以供进一步理解。
[0080] 发明人发现，现有的谐波注入放大器解决方案存在以下问题：
[0081] 1.没有为高PAPR信号情况下的Doherty PA设计高平均效率；
[0082] 2.产生的注入谐波可能降低结果相位(product phase)的线性度和频谱遮罩性能；
[0083] 3.有源谐波注入方案需要非常复杂的外部谐波产生、混合和反馈电路，这可能导致更高的成本、复杂性和印刷电路板(PCB)面积；
[0084] 4.没有消除用于注入的偶次谐波和互调；
[0085] 5.为高效率产生的奇次谐波可能在线性度和线性化难点之间折衷；
[0086] 6.有源谐波注入导致的辅助电路中的潜在功率损耗可以降低谐波注入的整体效率。
[0087] 本公开提供的技术方案通过将谐波注入功率放大器的输入端并且消除功率放大器输出端的谐波，解决了上述问题中的一部分。因此，将利用谐波的益处，并且降低了谐波的缺点。
[0088] 考虑到上述一般理解，下面将参考附图描述本公开的各种示例性实施例。
[0089] 实施例的第一方案
[0090] 在一个实施例中提供了一种用于提高功率放大器效率的装置。
[0091] 图1示出了用于提高功率放大器效率的装置的图。如图1所示，装置100包括谐波发生器101、谐波反馈设备102和谐波消除器103。
[0092] 如图1所示，谐波发生器101被配置为根据功率放大器104的输出信号产生一个或多个谐波；谐波反馈设备102被配置为将谐波发生器101产生的谐波注入功率放大器104的输入端子；以及谐波消除器103被配置为消除功率放大器104的输出信号中的谐波，其中互调是由谐波混频引起的。
[0093] 根据本公开的实施例，谐波可以反馈回功率放大器，以便提高功率放大器的效率。另外，消除了输出信号中的谐波和互调，从而改善功率放大器的线性度。因此，可以在不降低线性度的情况下提高功率放大器的效率。
[0094] 在一个实施例中，谐波消除器103还可以消除功率放大器104的输出信号中的互调，其中互调是由谐波混频引起的。因此，可以进一步改善功率放大器的线性度。
[0095] 在一个实施例中，谐波发生器101被配置为根据功率放大器104的输出信号产生偶次谐波。谐波反馈设备102被配置为将谐波发生器101产生的偶次谐波注入到功率放大器104的输入端子。谐波消除器103被配置为消除功率放大器104的输出信号中的偶次谐波和互调。
[0096] 图2示出了通过使用偶次谐波反馈输入进行谐波注入来提高功率放大器的峰值功率效率的实施例的图。如图2所示，线201表示连接到50欧姆阻抗的偶次谐波，线202表示连接到开路的偶次谐波，线203表示反馈回输入端子以进行谐波注入的偶次谐波。线203示出了与线202和线201相比的功率附加效率(PAE)的改善。
[0097] 图3示出了一个实施例中的谐波发生器的图。如图3所示，谐波发生器101可以包括谐波产生设备301和输出匹配网络302。
[0098] 在一个实施例中，谐波产生设备301被配置为根据功率放大器104的输出信号产生奇次谐波和偶次谐波。输出匹配网络302被配置为在功率放大器104的输出端子处使偶次谐波开路，并且使奇次谐波短路。
[0099] 在一个实施例中，谐波产生设备301可以包括非线性可变电容器。例如，非线性可变电容器可以是变容管或变容管栈。非线性可变电容器将有益于在功率放大器104的输出端子处产生奇次谐波和偶次谐波。
[0100] 当功率放大器104在类别F-1(class-F-1)模式下工作时，功率放大器104的输出端子将连接到谐波控制网络以使偶次谐波开路并使奇次谐波短路。在一个实施例中，功率放大器104将被配置为在类别F-1模式下工作，使得在类别F-1模式中使用的谐波控制网络将用于实现输出匹配网络302。
[0101] 对于输出匹配网络302，基频处的最佳负载由负载拉移测量确定。输出匹配网络302提供对偶次和奇次谐波二者的终止。低通输出匹配与用于寻址RF功率器件的漏极端子处的偶次谐波开路和奇次谐波短路的部分一起使用。由于输出匹配网络中的有缺陷的谐波终止，可能在电压波形中产生偶次谐波以及奇次谐波。然而，应将电平控制在一定水平。
[0102] 如图3所示，在一个实施例中，谐波发生器101还可以包括输入匹配网络303。输入匹配网络303被配置为在功率放大器104的输入端子处使偶次谐波开路，并且使奇次谐波短路。
[0103] 输入匹配网络303保证所有奇次谐波都将被短接到地，这样在谐波消除之后不会有任何影响线性度性能的残留。此外，输入匹配网络303将有助于在功率放大器104的输入端子处产生偶次谐波，这将进一步提高功率放大器104的效率。
[0104] 在一个实施例中，谐波反馈设备102可以包括线性电容器。在反馈由谐波发生器101产生的谐波时，线性电容器将产生较少的附加谐波。线性电容器应足够大以向功率放大器104的输入端子反馈尽可能多的谐波。
[0105] 在一个实施例中，谐波产生设备301可以在功率放大器104的输出端子处并联接地，并且谐波反馈设备104可以耦接功率放大器104的功率晶体管的栅极和漏极。
[0106] 在一个实施例中，谐波产生设备301和谐波反馈设备102可以通过功率放大器104外部的设备来实现。
[0107] 在一个实施例中，谐波产生设备301和谐波反馈设备102可以通过功率放大器104的固有电容器来实现。例如，谐波产生设备301可以是功率放大器104的功率晶体管的漏极和源极之间的电容器Cds，并且谐波反馈设备102可以通过功率放大器104的功率晶体管的栅极和漏极之间的电容器Cgd来实现。因此，与现有技术相比，它是一种非常简化和有效的谐波注入装置。不需要有源组件和外部设备。通过仅设计符合要求的晶体管级，可以实现功率放大器的高效谐波注入。
[0108] 在一个实施例中，电容器Cds可以是非线性电容器，且电容器Cgd可以是近似线性电容器。
[0109] 图4示出了本公开和现有技术中的Cds和Cgd的特征。如图4所示，线402示出实施例中的Cgd是线性的，而线401示出现有技术中的Cgd是非线性的。线404示出现有技术中的Cds是线性的，而线403示出实施例中的Cds是非线性的。
[0110] 在实施例中，电容器Cgd应足够大，以向功率放大器104的输入端子反馈尽可能多的谐波。图5的(a)示出了当Cgd值为0或过于小时的谐波反馈效率。图5的(b)示出了当Cgd值较大且为线性时的谐波反馈效率。如图5的(a)所示，在功率放大器104在类别F-1模式下工作的情况下，当Cgd未得到满足时，偶次谐波2f0和4f0在栅极处较弱，且f0和2f0之间的功率差为ΔP0。如图5的(b)所示，当Cgd得到满足时，偶次谐波2f0和4f0在栅极处较强，因此功率放大器104的效率将得到改善，且f0和2f0之间的功率差为ΔP1，ΔP1小于ΔP0。例如，电容器Cgd的电容应大于10pf。
[0111] 在一个实施例中，分别通过使用源拉移和负载拉移测量获得基频处的最佳负载和源阻抗。输出匹配网络中的奇次谐波匹配部分用于补偿功率器件在奇次谐波处的输出电抗。对输出匹配网络302中的偶次谐波匹配部分进行优化和修改，使得Cds变化以产生反馈回栅极的不同谐波注入水平。
[0112] 在一个实施例中，输入匹配网络303具有比输出匹配网络302更高的阶数，在栅极处提供偶次和奇次谐波终止二者。当功率器件电容Cgs是线性的时，用于在栅极处产生谐波的唯一机制是经由Cgd电容从输出匹配网络302向输入匹配网络303反馈。通过比较漏极和栅极处的谐波谱可以观测到通过Cgd的反馈效果，如图4和图5所示。
[0113] 在一个实施例中，谐波消除器103可以包括差分到单端网络。例如，差分到单端网络可以由巴伦设备实现。
[0114] 本公开通过使奇次谐波短路以进行终止来单独使用固有的偶次谐波注入，提高了放大器功率附加效率。特别地，尽管由于有缺陷的短路终止，可能存在一些非理想的奇次谐波，但二次谐波开路是最有益的，并且四次谐波终止的影响不太显著。栅极到漏极电容的目标是构建线性以避免在谐波注入过程期间产生奇次谐波。
[0115] 在一个实施例中，装置100可以与功率放大器104组合来形成功率放大器设备。功率放大器104可以是Doherty功率放大器或其他类型的功率放大器。
[0116] 本公开不限于任何Doherty拓扑。这是一种基于现有Doherty PA性能进一步提高效率的系统方法。可行的Doherty PA类型如下：标准Doherty、反向Doherty、对称Doherty、非对称Doherty、非均匀Doherty、并行Doherty、串行Doherty、多路Doherty、多级Doherty和数字Doherty。
[0117] 在本公开中，提供了一种具有多谐波输入匹配网络的Doherty放大器。栅极处的谐波信号分量来自多个源，包括RF功率晶体管的非线性漏极到源极电容和产生通过栅-漏极电容反馈回栅极的谐波分量的有缺陷的输出谐波终止。谐波产生机制的效果和对栅极波形整形的可能性提高了载波和峰值放大器二者的功率效率。
[0118] 本公开可以使用LDMOS或GaN HEMT功率器件来形成功率放大器。
[0119] 图6是示出了将装置100与Doherty功率放大器结合以形成功率放大器设备的图。如图6所示，功率放大器设备600包括载波PA支路601和峰值PA支路602。
[0120] 载波PA支路601包括信号分离器6011、子支路6012、子支路6013和谐波消除器6014。
[0121] 在一个实施例中，信号分离器6011被配置为将输入信号分为两个异相的子支路6012和6013，以分别进行功率放大。信号分离器6011可以被配置为单到差分端网络(single to differential end network)。例如，信号分离器6011可以是巴伦设备。
[0122] 子支路6012(6013)可以至少包括谐波发生器60121(60131)、谐波反馈设备60122(60132)和功率放大器60123(60133)。
[0123] 功率放大器60123(60133)可以在类别F-1模式下工作，以通过使用输出匹配网络使偶次谐波开路并使奇次谐波短路。对谐波发生器60121(60131)和谐波反馈设备60121(60131)的描述分别与对谐波发生器101和谐波反馈设备102的描述相同。例如，谐波发生器60121(60131)和谐波反馈设备60121(60131)可以分别由Cds和Cgd实现。
[0124] 谐波消除器6014可以被配置为差分到单端网络，其用于组合子支路6012和6013的输出，以便抵消偶次谐波和互调。例如，谐波消除器6014可以是巴伦设备。
[0125] 在一个实施例中，子支路6012(6013)还可以包括输入匹配网络。输入匹配网络被配置为在功率放大器60123(60133)的输入端子处使偶次谐波开路，并且使奇次谐波短路。
[0126] 载波PA支路601包括两个巴伦设备和两个连接到巴伦设备的功率放大器60123和60133，用于进行输入和输出二者。两个功率放大器60123和60133彼此反相操作，并且接收基波信号和注入的谐波。每个功率放大器60123(60133)配备有谐波终止输入匹配网络和来自输出的Cgd谐波注入分量，其将谐波注入信号从输入端子输入到两个功率放大器60123和
60133中的每一个，谐波注入信号包括与基波信号一起反馈的偶次谐波。通过大线性Cgd和高度非线性Cds电容从输出反馈产生注入偶次谐波。
60133中的每一个，谐波注入信号包括与基波信号一起反馈的偶次谐波。通过大线性Cgd和高度非线性Cds电容从输出反馈产生注入偶次谐波。
[0127] 如图6所示，峰值PA支路可以以与载波PA支路601相同的方式配置。
[0128] 如图6所示，功率放大器设备600还可以包括输入分离器603，其被配置为将RF输入信号均等地分为一对对称的子支路。功率放大器设备600还可以包括阻抗逆变器605和实到实(real-to-real)阻抗变换器606。
[0129] 在一个实施例中，总共包括四个晶体管的两个CREE CGH40180PP GaN HEMT器件可用于演示功率放大器设备600。可以通过连续波(CW)输入信号对功率放大器设备600进行验证。
[0130] 图7示出了功率放大器设备600的仿真功率增益和PAE(功率附加效率)与频率的关系。由于通过使用25欧姆阻抗进行匹配较低的导致阻抗变换比，因此可以实现如图7所示的宽频带。
[0131] 如图7所示，由于谐波产生和注入而带来高效率。宽频带部分地归因于具有降低的阻抗变换比的放大器的25欧姆匹配。
[0132] 图8示出了一个支路的功率增益和PAE与基本输出功率的关系。如图8所示，可以获得超过90％的峰值功率效率。因此，验证了高效率的谐波注入。
[0133] 图9示出了功率放大器设备600的功率增益和PAE与基本输出功率的关系。如图9所示，通过6dB输出功率回退，可以保持超过80％的高效率。
[0134] 为了深入研究具有调制信号(特别是高PAPR信号)的性能评估，使用PAPR＝8.5dB的LTE 64QAM 5MHz信号进行仿真。结果如图10所示。图10的(a)示出了CCDF(互补累积分布函数)与用于验证的输入信号的PAPR的信号范围的关系。图10的(b)示出了PAE和LPP(负载功率概率)与基本输出功率的关系。如图10的(a)和图10的(b)所示，观测到与现有技术相比很少的记忆效应，其示出了优异的线性度和DPD(数字预失真)的潜在线性化。
[0135] 根据图10的(b)，具有调制信号的平均PAE在51dBm的平均输出功率下为62％。
[0136] 图11示出了PAPR＝8.5dB的LTE 64QAM 5MHz限幅信号的幅度-幅度转换(AM-AM)和幅度-相位转换(AM-PM)结果。图11表示功率放大器设备600在高功率下几乎没有记忆效应。
[0137] 图12示出了覆盖二次和四次谐波分量的示例性设计的宽频带巴伦设备，用于谐波产生、注入和消除，以实现高效率和线性。
[0138] 在一个实施例中，巴伦设备的推挽(push pull)结构抵消了偶次谐波，因为偶次谐波是同相的。对于落入巴伦设备工作带宽内的其他偶次结果也是如此，如图12所示。因此，对于本实施例，至少一个偶次谐波分量/二次谐波应落入巴伦设备的工作带宽内。
[0139] 从以上实施例可以看出，可以将谐波反馈回功率放大器，以便提高功率放大器的效率。另外，消除了输出信号中的谐波，从而改善了功率放大器的线性度。因此，可以在不降低线性度的情况下提高功率放大器的效率。谐波产生和反馈可以通过放大器晶体管的固有Cgd和Cds来实现。因此，不需要有源组件和外部设备。
[0140] 实施例的第二方案
[0141] 在实施例中提供了一种用于提高功率放大器效率的方法。该方法与实施例的第一方案中的装置相对应。以在网络设备处实现该方法作为示例。
[0142] 根据本公开实施例的用于提高功率放大器效率的方法1300的流程图示出了采用网络设备作为示例的方法。然而，不限于此，例如，本公开的方法可以在终端设备处实现。
[0143] 如图13所示，方法1300包括：
[0144] 框1301：根据功率放大器的输出信号产生谐波；
[0145] 框1302：将谐波注入功率放大器的输入端子；以及
[0146] 框1303：消除功率放大器的输出信号中的谐波。
[0147] 在一个实施例中，产生的谐波是偶次谐波，注入的谐波是偶次谐波，且消除的谐波是偶次谐波。
[0148] 在一个实施例中，可以消除功率放大器的输出信号中的互调，其中互调是由谐波混频引起的。
[0149] 在一个实施例中，框1301可以包括：
[0150] 框13011：根据功率放大器的输出信号产生奇次谐波和偶次谐波；
[0151] 框13012：在功率放大器的输出端子处使偶次谐波开路并且使奇次谐波短路；以及[0152] 框13013：省略在功率放大器的输入端子处使偶次谐波开路并且使奇次谐波短路。
[0153] 在一个实施例中，至少一个非线性可变电容器可用于产生奇次谐波和偶次谐波。具有适当值的线性电容器可用于将产生的谐波注入功率放大器。
[0154] 对该方法的每个框的描述可以参考实施例的第一方案。因此，在实施例的第二方案中将省略对该方法的每个框的描述。
[0155] 从以上实施例可以看出，可以提高功率放大器的效率，并且提高功率放大器的线性度。
[0156] 实施例的第三方案
[0157] 在一个实施例中提供了一种用于提高Doherty功率放大器效率的装置。
[0158] 图14示出了用于提高Doherty功率放大器效率的装置的图。如图14所示，装置1400包括阻抗调谐器控制器1401、阻抗调谐器1402和定时对准设备1403。
[0159] 在一个实施例中，阻抗调谐器控制器1401被配置为根据Doherty功率放大器1404的输入信号的功率包络产生控制信号。阻抗调谐器1402被配置为连接到Doherty功率放大器1404的载波放大器14041的输出端子，并且可以根据控制信号对阻抗调谐器1402的阻抗进行调谐。定时对准设备1403被配置为补偿输入信号和控制信号之间的延迟。
[0160] 根据实施例，本公开可以瞬时、动态地改变载波放大器的饱和功率，从而可以实现更高的低功率效率。
[0161] 如图14所示，阻抗调谐器控制器1401可以包括功率检测器1501、波形整形设备1502和调谐器驱动放大器1503。
[0162] 在一个实施例中，功率检测器1501被配置为检测功率电平。波形整形设备1502被配置为根据功率电平产生控制信号的波形。调谐器驱动放大器1503被配置为对波形进行放大并且将经放大的控制信号输出到阻抗调谐器1402。
[0163] 在一个实施例中，输入信号的功率可以在数字基带数字信号处理(DSP)块或者RF耦接方案中实现，以获得动态功率输入。动态功率是按包络周期顺序的瞬时功率电平。
[0164] 在一个实施例中，功率检测器1501用于检测与数字基带或RF功率域中的RF输入功率同步的动态输入功率电平。
[0165] 在功率检测之后，波形整形设备1502用于修改控制波形以使阻抗调谐器1402基于负载拉移测量来跟踪载波放大器14041的最佳负载阻抗。
[0166] 小的调制信号被调谐器驱动放大器1503放大，以便可以获得足够驱动阻抗调谐器1402中的调谐元件的电压和电流。
[0167] 在一个实施例中，调谐器驱动放大器1503的带宽是输入信号的功率包络的带宽的至少3倍。
[0168] 将调谐器驱动放大器1503的输出注入包含至少一个调谐元件的阻抗调谐器1402中，可以改变调谐器的电抗和电阻以跟踪史密斯圆图上的最佳阻抗，以通过改变的输入功率包络保持高效率。
[0171] 调谐元件电路如图15所示。DFVS组合1500中的N个二极管将为每个二极管产生1/N2
的电压，从而产生N倍折叠的最大功率。每个二极管降低的电压摆幅直接有利于线性度。如图15所示，Vctrl表示从调谐器驱动放大器1503输出的控制信号。如图15所示，DFVS组合1500还可以连接到电感器1501～1507、电容器1508～1510、电阻器1511～1512和VDD。
的电压，从而产生N倍折叠的最大功率。每个二极管降低的电压摆幅直接有利于线性度。如图15所示，Vctrl表示从调谐器驱动放大器1503输出的控制信号。如图15所示，DFVS组合1500还可以连接到电感器1501～1507、电容器1508～1510、电阻器1511～1512和VDD。
[0172] 图16示出了阻抗调谐器1402的电容的调谐范围。阻抗调谐器1402的电容的调谐范围Cratio可以表示为Cratio＝Cmax/Cmin，其中Cmax和Cmin是最大和最小可用电容。
[0173] 如图16所示，当载波放大器的输出电压小于VRF/2时，阻抗调谐器1402的阻抗可以固定在第一静态值。当载波放大器的输出电压达到VRF/2时，阻抗调谐器1402的阻抗可以是动态阻抗。当载波放大器的输出电压大于Vmax-VRF/2时，阻抗调谐器1402的阻抗可以固定在第二静态值。
[0174] 如图16所示，较宽的电容变化范围适用于一系列电压，将呈现更高的调谐范围。
[0175] 在一个实施例中，定时对准设备1403用于补偿控制信号和输入信号之间的延迟。这两个信号应高度同步，以保证载波放大器的动态阻抗调谐性能。
[0176] 定时对准设备1403可以在数字基带或RF延迟线中实现。Doherty放大器1404用于接收来自定时对准设备1403的输出。
[0177] 在一个实施例中，阻抗调谐器1402与Doherty PA的载波放大器串联布置。有三种可能的布局来布置载波放大器14041的输出匹配网络和阻抗调谐器1402。
[0178] 图17使用块示出了输出匹配网络和阻抗调谐器的3种类型的布局。
[0179] 图17的(A)示出了预调谐类型，其中放置顺序为载波放大器14041、阻抗调谐器1402和输出匹配网络1701。
[0180] 图17的(B)示出了后调谐类型，其中放置顺序是载波放大器14041、输出匹配网络1701和阻抗调谐器1402。
[0181] 图17的(C)示出了集成调谐类型，其中将阻抗调谐器1402合并到输出匹配网络1701的元件中以形成网络1702。
[0182] 图18使用电路元件示出了输出匹配网络和阻抗调谐器的3种类型的布局。图18的(A)、图18的(B)和图18的(C)分别示出了预调谐类型、后调谐类型和集成调谐类型。
[0183] 本公开不限于任何特定的Doherty拓扑。这是一种基于现有Doherty PA性能进一步提高效率的系统方法。可行的Doherty PA类型如下：标准Doherty、反向Doherty、对称Doherty、非对称Doherty、非均匀Doherty、并行Doherty、串行Doherty、多路Doherty、多级Doherty和数字Doherty。本公开利用动态负载跟踪来进一步增强Doherty PA效率。
[0184] 图19说明了本公开中使用的几种类型的双向Doherty PA。图19的(A)说明了用于标准Doherty PA的本公开实施例，图19的(B)说明了用于反向Doherty PA的本公开实施例，图19的(C)说明了用于串联类型Doherty PA的本公开实施例。
[0185] 在一个实施例中，用于双向Doherty PA的本公开的工作原理可以是：
[0186] (1)当输入信号的功率电平低于第一值，使得功率放大器的输出的功率电平低于第一阈值时，阻抗调谐器的阻抗固定在第一静态值；
[0187] (2)当输入信号的功率电平低于第二值，使得功率放大器的输出的功率电平高于第一阈值且低于第二阈值时，根据基于负载拉移测量的最优负载阻抗轨迹，通过控制信号动态调整阻抗调谐器的阻抗；
[0188] (3)当输入信号的功率电平高于第二值，使得功率放大器的输出的功率电平进入Doherty操作(与图20中所示的Doherty区域相对应)时，阻抗调谐器的阻抗固定在第二静态值。当输入信号的功率电平达到一个值使得功率放大器的输出的功率电平达到第三阈值时，Doherty操作完成且达到最大输出功率。
[0189] 图20示出了具有双向Doherty的本公开的效率轨迹。图20还示出了具有高效率的扩展输出功率回退范围，其更适于绘制的LTE信号概率密度分布(PDF)。
[0190] 如图20所示，无源负载调制(即，阻抗调谐器阻抗的动态值)为高效率提供额外的M dB输出功率回退，而有源负载调制(即，由峰值放大器提供的)为高效率提供N dB输出功率回退。Pmax是Doherty PA的最大输出功率，以dBm为单位。
[0191] 从图20中可以看出，本公开的双向Doherty PA的工作原理如下：
[0192] (1)在非常低的输入功率电平下，阻抗调谐器固定在第一静态值，以提供静态载波放大器效率轨迹，其中输出功率或饱和电流的上限为Pmax-(M+N)dBm(即，第一阈值)。通过降低饱和功率，载波放大器可以提供比传统Doherty PA更高效的轨迹。所有峰值放大器都被关闭。
[0193] (2)随着输入功率增加，当输入功率电平进入(M+N)dB输出功率回退范围时，无源负载调制开始工作。在该区域(与图20中所示的动态负载区域相对应)中，效率轨迹不再是静态的，而是根据负载拉移测量中的最佳效率负载拉移轨迹动态改变。所有峰值放大器保持关闭。
[0194] (2)随着输入功率进一步增加，输入功率变得比N dB输出功率回退范围(即，第二阈值)大，则将阻抗调谐器1402设置在第二静态固定值，其中为载波放大器设置Pmax-N dBm的饱和功率。在后续步骤中不会发生动态负载调制。然而，有源负载调制将由峰值放大器提供，就像传统的Doherty PA一样。当输入功率驱动载波放大器进入饱和状态时，峰值放大器以预定的顺序导通，以在N dB输出功率范围内提供额外的固定峰值效率点来进一步保持高效率。这种有源负载调制一直持续到最后一个峰值放大器饱和，然后传送全部输出功率。
[0195] 在框(2)中，至少一个阻抗调谐器在预定功率范围内对载波放大器输出阻抗进行调制，其中调谐元件在线性调谐范围内工作。对调谐元件的电抗和电阻进行调谐需要与控制信号和RF信号路径二者上的功率电平进行定时对准。其调整调谐元件的电抗和电阻的比率，以使最佳效率负载阻抗轨迹沿着变化的输出功率电平移动。
[0196] 图20示出了本公开的具有双向Doherty的效率轨迹。图20还示出了具有高效率的扩展输出功率回退范围，其更适于绘制的LTE信号概率密度分布(PDF)。
[0197] 图21是本公开的用于三级Doherty PA的原理的说明。图21还示出了具有高效率的扩展输出功率回退范围，其更适于绘制的LTE信号概率密度分布(PDF)。
[0198] 如图21所示，通过在Doherty PA上应用更多级来缓解效率下降问题。
[0199] 因此，本公开可用于具有三级、四级或更多级的高阶Doherty PA结构。它还适用于分布式Doherty PA结构。
[0200] 在一个实施例中，本公开还可用于对齐(line-up)效率改善。
[0201] 图22是用于对齐配置Doherty PA的本公开的实施例。如图22所示，可以将相同的调谐器驱动放大器应用于对齐配置的驱动器放大器级和最终放大器级二者，以便提高对齐效率。这需要适当地设计驱动器阻抗调谐器和最终阻抗调谐器，以共享相同的控制信号。此外，应考虑适当的定时对准以解决同步问题。如图22所示，整个发射机链效率得到改善。
[0202] 从以上实施例可以看出，实施例的第二方案可以很好地辅助载波放大器在低输入功率范围内实现高效率，这是现有技术无法实现的。本公开瞬时、动态地改变载波放大器的饱和功率，从而可以实现更高的低功率效率。
[0203] 它结合了无源负载调制和有源负载调制二者的优势，实现了更宽的输出功率回退范围，以实现高效率。无源负载调制作为很大的补充以扩展范围。因此，它可以将输出功率范围轻松地扩展大于10dB。因此，对于4G及以上，可以缓解较高的PAPR，并且可以实现与现有技术相比更高的平均功率附加效率。
[0204] 本公开紧凑且成本更低，可以表现出比多级Doherty更高的性能，因附加调制过程而导致成本降低是由无源部件提供的，无源部件在RF中肯定比有源部件便宜。例如，本发明被配置为动态负载+两级Doherty。其性能优于3级Doherty PA，因此可以节省一个更昂贵的RF功率晶体管。此外，可以节省PCB上的面积以实现产品小型化。
[0205] 它比多级Doherty解决方案更灵活，因为调谐电压可以确定动态负载调制过程的范围，可以针对特定应用场景进行调整。
[0206] 与多级Doherty相比，本发明具有附加的输入端口，其具有来自基带的负载调制控制。它提供了附加的自由度，利用精确控制微调PA性能。
[0207] 实施例的第四方案
[0208] 在实施例中提供了一种用于提高功率放大器效率的方法。该方法与实施例的第三方案中的装置相对应。以在网络设备处实现该方法作为示例。
[0209] 根据本公开实施例的用于提高功率放大器效率的方法2300的流程图示出了采用网络设备作为示例的方法。然而，不限于此，例如，本公开的方法可以在终端设备中实现。
[0210] 如图23所示，方法2300包括：
[0211] 框2301：根据Doherty功率放大器的输入信号的功率包络产生控制信号；
[0212] 框2302：根据控制信号对阻抗调谐器的阻抗进行调谐；以及
[0213] 框2303：补偿输入信号和控制信号之间的延迟。
[0214] 在一个实施例中，框2301可以包括：
[0215] 框23011：检测功率电平；
[0216] 框23012：根据功率电平产生控制信号的波形；
[0217] 框23013：对波形进行放大并且将经放大的控制信号输出到阻抗调谐器。
[0218] 在一个实施例中，方法2300的原理如下：
[0219] 当输入信号的功率电平低于第一值，使得功率放大器的输出的功率电平低于第一阈值时，阻抗调谐器的阻抗固定在第一静态值；
[0220] 当输入信号的功率电平低于第二值，使得功率放大器的输出的功率电平高于第一阈值且低于第二阈值时，根据基于负载拉移测量的最优负载阻抗轨迹，通过控制信号调整阻抗调谐器的阻抗；
[0221] 当输入信号的功率电平高于第二值，使得功率放大器的输出的功率电平进入Doherty操作时，阻抗调谐器的阻抗固定在第二静态值；
[0222] 当输入信号的功率电平达到一个值使得功率放大器的输出的功率电平达到第三阈值时，Doherty操作完成且达到最大输出功率。
[0223] 对该方法的每个框的描述可以参考实施例的第一方案。因此，在实施例的第二方案中将省略对该方法的每个框的描述。
[0224] 从以上实施例可以看出，可以提高功率放大器的效率。
[0225] 实施例的第五方案
[0226] 在实施例的第五方案中，将合并实施例的第一方案中的装置100和实施例的第三方案中的装置1400，以提高Doherty放大器的效率。
[0227] 图24是示出了将装置100和装置1400与Doherty功率放大器结合以形成功率放大器设备的图。
[0228] 如图24所示，功率放大器设备2400包括载波PA支路2401、峰值PA支路2402、阻抗调谐器控制器2403、阻抗调谐器2404和2405以及定时对准设备(未示出)。
[0229] 载波PA支路2401包括信号分离器24011、子支路24012、子支路24013和谐波消除器24014。
[0230] 子支路24012(24013)可以至少包括谐波发生器240121(240131)、谐波反馈设备240122(240132)和功率放大器240123(240133)。阻抗调谐器2404(2405)与功率放大器
240123(240133)的输出端子连接。阻抗调谐器2404(2405)由阻抗调谐器控制器2403控制。
240123(240133)的输出端子连接。阻抗调谐器2404(2405)由阻抗调谐器控制器2403控制。
[0231] 功率放大器240123(240133)在类别F-1模式下工作，以通过使用输出匹配网络使偶次谐波开路并使奇次谐波短路。
[0232] 在一个实施例中，子支路24012(24013)还可以包括输入匹配网络。输入匹配网络被配置为在功率放大器240123(240133)的输入端子处使偶次谐波开路，并且使奇次谐波短路。
[0233] 如图24所示，阻抗调谐器2404(2405)被布置为后调谐类型。
[0234] 对功率放大器设备2400的每个单元的描述可以参考实施例的第一和第三方案。因此，省略对实施例的功率放大器设备2400的每个单元的描述。
[0235] 图25是使用设备等效电路模型示出载波PA支路的图。如图25所示，阻抗调谐器2404(2405)被布置为预调谐类型，其中阻抗调谐器2404(2405)被放置在输出匹配网络
25010之前。
25010之前。
[0236] 如图25所示，输出匹配网络25010还用于使偶次谐波开路并使奇次谐波短路。
[0237] 从以上实施例可以看出，对于实施例的第一和第三方案的组合，谐波可以反馈回功率放大器，以便提高Doherty PA的效率；消除了输出信号中的谐波和互调，以便提高Doherty PA的线性度；以及载波放大器可以辅助在低输入功率范围内实现高效率。
[0238] 实施例的第六方案
[0239] 在这些实施例中提供了无线通信系统中的装置。
[0240] 图26示出了根据本公开实施例的无线通信系统中的装置2600的简化框图。应当理解，装置2600可以被实现为例如网络设备或终端设备的至少一部分，尤其可以被实现为例如网络设备或终端设备中包括的发射机或收发机的至少一部分。
[0241] 如图26所示，装置2600包括：通信装置2630和处理装置2650。处理装置2650包括数据处理器(DP)2610、耦接到DP 2610的存储器(MEM)2620。通信装置2630耦接到处理装置2650中的DP 2610。MEM2620存储程序(PROG)2640。通信装置2630用于与其他设备通信，其可以实现为收发机以发射/接收信号。
[0242] 在装置2600用作网络设备的一些实施例中，处理装置2650可以被配置为对目标信号执行峰值抵消并且获得输出信号，通信装置2630可以被配置为发射输出信号或者接收由终端设备发射的输出信号。在装置2600用作终端设备的一些其他实施例中，处理装置2650可以被配置为对目标信号执行峰值抵消并且获得输出信号，通信装置2630可以被配置为发射输出信号或者接收由网络设备发射的输出信号。
[0243] 例如，存储器2620存储多个指令；以及处理器2610耦接到存储器2620并且可被配置为执行指令以：根据功率放大器的输出信号产生一个或多个谐波；将谐波注入功率放大器的输入端子；以及消除功率放大器的输出信号中的谐波。
[0244] 例如，处理器2610还被配置为执行指令以：根据Doherty功率放大器的输入信号的功率包络产生控制信号；根据控制信号对阻抗调谐器的阻抗进行调谐，阻抗调谐器连接到Doherty功率放大器的载波的输出端子；以及补偿输入信号和控制信号之间的延迟。
[0245] 假设PROG 2640包括当由关联的DP 2610执行时使得装置2600能够根据本公开的实施例(如本文中使用方法400或500所讨论的)来操作的程序指令。本文的实施例可以通过装置2600的DP 2610可执行的计算机软件来实现，或者通过硬件或通过软件和硬件的组合来实现。数据处理器2610和MEM 2620的组合可以形成适于实现本公开的各种实施例的处理装置2650。
[0246] MEM 2620可以具有适合于本地技术环境的任何类型，并且作为非限制性示例，可以使用任何合适的数据存储技术来实现，例如利用基于半导体的存储器件、磁存储器件和系统、光学存储器件和系统、固定存储器和可拆卸存储器来实现。虽然在装置2600中仅示出一个MEM，但是在装置2600中可能存在几个物理上不同的存储器模块。DP 2610可以具有适合于本地技术环境的任何类型，并且作为非限制性示例，可以包括通用计算机、专用计算机、微处理器、数字信号处理器(DSP)和基于多核处理器架构的处理器中的一个或多个。装置2600可以具有多个处理器，例如在时间上从动于与主处理器同步的时钟的专用集成电路芯片。
[0247] 在实施例中提供了一种设备(例如，终端设备或网络设备，未示出)，所述设备包括装置100或2600，并且省略了与实施例的第一方案和第二方案中相同的内容。
[0248] 本公开的实施例提供了一种计算机程序产品，其有形地存储在计算机可读存储介质上并且包括指令，该指令在由设备或装置执行时，使设备或装置执行实施例的第二方案中提供的方法。
[0249] 本公开的实施例提供了一种存储有计算机程序的存储介质，其中该计算机程序使得计算机能够在装置或发射机中执行实施例的第二方案中提供的方法。
[0250] 应当理解，本文描述的本发明的实施例可以包括一个或多个传统处理器和唯一存储的程序指令，该程序指令控制一个或多个处理器结合某些非处理器电路来实现如本文描述的产生具有降低的波峰因子的多载波通信信号的功能中的一些、大部分或全部。例如，非处理器电路可以包括但不限于无线电发射机、信号驱动器、时钟电路、电源电路和用户输入设备。因此，这些功能可以被解释为用于产生具有降低的波峰因子的信号的方法的各个块。备选地，一些或全部功能可以由具有未存储的程序指令的状态机实现，或者可以在一个或多个专用集成电路(ASIC)中实现，其中每个功能或某些功能的一些组合被实现为定制逻辑。此外，预期普通技术人员尽管可以花费大量精力并在由例如可用时间、当前技术和经济考虑而激发的情况下做出许多设计选择，但是在由本文公开的构思和原理的指导下，将用最少的试验能够容易地产生这样的软件指令和程序和集成电路(IC)。
[0251] 例如，本文描述的一个或多个示例可以在现场可编程门阵列(FPGA)中实现，通常包括可编程片阵列。例如，这些可编程片可以包括输入/输出块(IOB)、可配置逻辑块(CLB)、专用随机存取存储器块(BRAM)、乘法器、数字信号处理块(DSP)、处理器、时钟管理器、延迟锁相环(DLL)等等。
[0252] 每个可编程片通常包括可编程互连和可编程逻辑。可编程互连通常包括由可编程互连点(PIP)互连的大量不同长度的互连线。可编程逻辑使用可编程元件实现用户设计的逻辑，可编程元件例如可以包括函数发生器、寄存器、算术逻辑等。
[0253] 通常通过将配置数据流加载到内部配置存储器单元中来对可编程互连和可编程逻辑进行编程，内部配置存储器单元定义了可编程元件的配置方式。可以从存储器(例如，从外部PROM)读取配置数据或者通过外部设备将配置数据写入FPGA。然后，各个存储器单元的集合状态确定了FPGA的功能。
[0254] 一般地，可以用硬件或专用电路、软件、逻辑或其任何组合来实现本公开的各种实施例。一些方案可以用硬件来实现，而其他方案可以用可以由控制器、微处理器或其他计算设备执行的固件或软件来实现。虽然本公开的实施例的多个方案被示出和描述为框图、流程图，或者使用一些其他的图形表示，但是将意识到，本文描述的框、装置、系统、技术或方法可以被实施为(作为非限制示例)硬件、软件、固件、专用电路或逻辑、通用硬件或控制器或其他计算设备、或者它们的某种组合。
[0255] 举例来说，可以在目标真实或虚拟处理器上的设备中执行的机器可执行指令的一般上下文中描述本公开的实施例，该机器可执行指令例如是在程序模块中包括的机器可执行指令。一般地，程序模块包括执行特定任务或实现特定抽象数据类型的例程、程序、库、对象、类、组件、数据结构等。在各种实施例中，可以根据需要在程序模块之间组合或拆分程序模块的功能。可以在本地或分布式设备内执行程序模块的机器可执行指令。在分布式设备中，程序模块可以位于本地存储介质和远程存储介质二者中。
[0256] 可以以一种或多种编程语言的任何组合来写用于执行本公开的方法的程序代码。可以将这些程序代码提供给通用计算机、专用计算机或其他可编程数据处理装置的处理器或控制器，以使得程序代码在被处理器或控制器执行时实现在流程图和/或框图中指定的功能/操作。程序代码可以完全在机器上执行，部分在机器上执行，作为独立软件包来执行，部分在机器上且部分在远程机器上执行，或完全在远程机器或服务器上执行。
[0257] 上述程序代码可以体现在机器可读介质上，机器可读介质可以是任何有形介质，其可以包含或存储由指令执行系统、装置或设备使用或与指令执行系统、装置或设备相关的程序。机器可读介质可以是机器可读信号介质或机器可读存储介质。机器可读介质可以包括但不限于电、磁、光、电磁、红外、或半导体系统、装置或设备、或者前述各项的任意适当组合。
[0258] 机器可读存储介质的更加具体的示例包括：具有一个或多个电线的电连接、便携式计算机盘、硬盘、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、可擦除可编程只读存储器(EPROM或闪存)、光纤、便携式高密度盘只读存储器(CD-ROM)、光存储设备、磁存储设备、或前述各项的任意适当组合。
[0259] 在本公开的上下文中，设备可以实现在计算机系统可执行指令的(例如由计算机系统执行的程序模块)一般上下文中。一般地，程序模块可以包括执行特定任务或实现特定抽象数据类型的例程、程序、对象、组件、逻辑、数据结构等。设备可以实施在分布式云计算环境中，其中，由通过通信网络链接的远程处理设备执行任务。在分布式云计算环境中，程序模块可以位于本地和远程计算机系统存储介质(包括存储器存储设备)二者中。
[0260] 此外，虽然以特定顺序描绘了操作，但是这不应被理解为要求这些操作以示出的特定顺序或以顺序次序执行，或者需要执行所有示出的操作来实现期望的结果。在特定环境下，多任务处理和并行处理可能是有利的。同样地，尽管在上述讨论中包含了若干具体实施细节，但这些细节不应被解释为对本公开的范围的限制，而应被解释为是对可能特定于特定实施例的特征的描述。在独立实施例的上下文中描述的特定特征也可以在单个实施例中组合实现。相反，在单个实施方式的上下文中描述的各种特征也可以在多个实施例中分开地或以任何适当的子组合实现。
[0261] 尽管已经以对结构特征和/或方法动作特定的语言描述了本公开，但是应当理解的是，在所附权利要求中限定的本公开不必受限于上面描述的特定特征或动作。相反，上面描述的特定特征和动作是作为实现权利要求的示例形式而公开的。
[0262] 在本公开的上下文中，设备可以实现在计算机系统可执行指令(例如由计算机系统执行的程序模块)的一般上下文中。一般地，程序模块可以包括执行特定任务或实现特定抽象数据类型的例程、程序、对象、组件、逻辑、数据结构等。设备可以实施在分布式云计算环境中，其中，由通过通信网络链接的远程处理设备执行任务。在分布式云计算环境中，程序模块可以位于本地和远程计算机系统存储介质(包括存储器存储设备)二者中。
[0263] 此外，虽然以特定顺序描绘了操作，但是这不应被理解为要求这些操作以示出的特定顺序或以顺序次序执行，或者需要执行所有示出的操作来实现期望的结果。在特定情境下，多任务处理和并行处理可能是有利的。同样地，尽管在上述讨论中包含了若干具体实施细节，但这些细节不应被解释为对本公开的范围的限制，而应被解释为是对可能特定于特定实施例的特征的描述。在独立实施例的上下文中描述的特定特征也可以在单个实施例中组合实现。相反，在单个实施方式的上下文中描述的各种特征也可以在多个实施例中分开地或以任何适当的子组合实现。
[0264] 尽管已经以对结构特征和/或方法动作特定的语言描述了本公开，但是应当理解的是，在所附权利要求中限定的本公开不必受限于上面描述的特定特征或动作。相反，上面描述的特定特征和动作是作为实现权利要求的示例形式而公开的。
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