技术领域
[0001] 本
发明属于通信技术领域，尤其涉及一种OFDM系统抵抗大时延多径干扰的均衡方法及装置。
背景技术
[0002]
正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)是一种无线环境下的高速传输技术。OFDM技术将信道分成若干正交子信道，并把高速数据
信号转换成并行的低速数据流，调制到每个子信道上传输。
[0003] 符号间干扰(Inter Symbol Interference，ISI)是指同一信号由于多径传播在接收台相互重叠而产生的干扰。OFDM技术通过在每个OFDM符号前插入循环前缀(Cyclic Prefix，CP)来消除由信道多径传输引起的ISI。假设，循环前缀中的信号与OFDM符号尾部宽度为Tg的部分相同，在实际系统中，OFDM符号在送入信道之前，首先要加入循环前缀，然后送入信道进行传送。在接收端，首先将接收符号开始的宽度为Tg的部分丢弃，然后将剩余部分进行
傅立叶变换，然后进行解调。
[0004] 但是，当多径时延大于CP时，将会同时引起ISI和载波间干扰(Inter Carrier Interference，ICI)。当CP的长度大于信道的冲激响应长度时，能够同时消除ISI和ICI干扰。通过增加CP长度来消除ISI和ICI干扰，将极大地增加系统开销从而降低系统吞吐率，同时，也降低了频带利用率。
发明内容
[0005] 有鉴于此，本发明的目的在于提供一种OFDM系统抵抗大时延多径干扰的均衡方法及装置，在不增加CP长度的前提下克服ISI干扰和ICI干扰。
[0006] 第一方面，本发明提供一种OFDM系统抵抗大时延多径干扰的均衡方法，应用于接收端，包括：
[0007] 对接收到的OFDM符号，利用基于
硬判决的
判决反馈均衡器DFE消除符号间干扰ISI，得到第一接收信号；
[0008] 利用串行Q阶
最小均方误差MMSE均衡器消除所述第一接收信号中的信道间干扰ICI，得到发送符号；
[0009] 对所述发送符号进行
软判决，得到所述发送符号对应
子载波上的软比特；
[0010] 计算Turbo译码器的最大对数似然比，将所述软比特与所述最大对数似然比的乘积输入至所述Turbo译码器中，得到所述发送符号对应的原始比特流。
[0011] 可选地，所述对接收到的OFDM符号，利用基于硬判决的判决反馈均衡器DFE消除符号间干扰ISI，得到第一接收信号，包括：
[0012] 接收OFDM时域符号，去除所述OFDM时域符号中的循环前缀，并对去除循环前缀后的OFDM时域符号进行快速傅里叶变换，得到频域接收信号；
[0013] 利用判决反馈均衡器DFE消除所述频域接收信号中的所述ISI，得到所述第一接收信号，所述判决反馈均衡器DFE的表达式为：
[0014] Y'(n)＝Y(n)-VX(n-1)
[0015] 其中，Y'(n)表示第n个所述第一接收信号，Y(n)表示第n个所述频域接收信号，X(n-1)表示第n-1个发送符号且X(n-1)通过硬判决检测得到，V表示由大时延多径引起的ISI干扰中的信道响应矩阵。
[0016] 可选地，所述利用串行Q阶MMSE均衡器消除所述第一接收信号中的ICI，得到发送符号，包括：
[0017] 将所述第一接收信号输入所述串行Q阶MMSE均衡器，在所述串行Q阶MMSE均衡器的输出端得到所述发送符号，所述串行Q阶MMSE均衡器的表达式为：
[0018]
[0019] 其中， 表示Q阶MMSE均衡器， 表示包含Q个所述第一接收信号的矩阵，Q＝2q+1。
[0020] 可选地，所述对所述发送符号进行软判决，得到所述发送符号对应子载 波上的软比特，包括：
[0021] 获取所述发送符号的
实部和
虚部，得到所述发送符号对应子载波上的软比特。
[0022] 可选地，计算Turbo译码器的最大对数似然比，将所述软比特与所述最大对数似然比的乘积输入至所述Turbo译码器中，得到所述发送符号对应的原始比特流，包括：
[0023] 利用最大对数似然比计算公式计算所述Turbo译码器的最大对数似然比，其中，所述最大对数似然比计算公式为：
[0024]
[0025] 其中，LLRi表示第i个发送符号Xi对应的最大对数似然比； 表示……、 表示……；
[0026] 计算所述发送符号的实部real(Xi)与对应的所述最大对数似然比LLRi的乘积，得到LLRi·real(Xi)，以及，计算所述发送符号的虚部imag(Xi)与对应的所述最大对数似然比LLRi的乘积，得到LLRi·imag(Xi)；
[0027] 将所述LLRi·real(Xi)和所述LLRi·imag(Xi)输入所述Turbo译码器，得到所述发送符号对应的原始比特流。
[0028] 第二方面，本发明提供一种OFDM系统抵抗大时延多径干扰的均衡装置，应用于接收端，包括：
[0029] ISI干扰消除模
块，用于对接收到的OFDM符号，利用基于硬判决的判决反馈均衡器DFE消除符号间干扰ISI，得到第一接收信号；
[0030] ICI干扰消除模块，用于利用串行Q阶最小均方误差MMSE均衡器消除所述第一接收信号中的信道间干扰ICI，得到发送符号；
[0031] 判决模块，用于对所述发送符号进行软判决，得到所述发送符号对应子载波上的软比特；
[0032] 译码模块，用于计算Turbo译码器的最大对数似然比，将所述软比特与所述最大对数似然比的乘积输入至所述Turbo译码器中，得到所述发送符号对应的原始比特流。
[0033] 可选地，所述ISI干扰消除模块，包括：
[0034] 信号转换子模块，用于接收OFDM时域符号，去除所述OFDM时域符号中的循环前缀，并对去除循环前缀后的OFDM时域符号进行快速傅里叶变换，得到频域接收信号；
[0035] ISI干扰消除子模块，用于利用判决反馈均衡器DFE消除所述频域接收信号中的所述ISI，得到所述第一接收信号，所述判决反馈均衡器DFE的表达式为：
[0036] Y'(n)＝Y(n)-VX(n-1)
[0037] 其中，Y'(n)表示第n个所述第一接收信号，Y(n)表示第n个所述频域接收信号，X(n-1)表示第n-1个发送符号且X(n-1)通过硬判决检测得到，V表示由大时延多径引起的ISI干扰中的信道响应矩阵。
[0038] 可选地，所述ICI干扰消除模块，具体用于：
[0039] 将所述第一接收信号输入所述串行Q阶MMSE均衡器，在所述串行Q阶MMSE均衡器的输出端得到所述发送符号，所述串行Q阶MMSE均衡器的表达式为：
[0040]
[0041] 其中， 表示Q阶MMSE均衡器， 表示包含Q个所述第一接收信号的矩阵，Q＝2q+1。
[0042] 可选地，所述判决模块，具体用于：
[0043] 获取所述发送符号的实部和虚部，得到所述发送符号对应子载波上的软比特。
[0044] 可选地，所述译码模块，包括：
[0045] 对数似然比计算子模块，用于利用最大对数似然比计算公式计算所述Turbo译码器的最大对数似然比，其中，所述最大对数似然比计算公式为：
[0046]
[0047] 其中，LLRi表示第i个发送符号Xi对应的最大对数似然比； 表示……、 表示……；
[0048] 译码器输入比特计算子模块，用于计算所述发送符号的实部real(Xi)与对应的所述最大对数似然比LLRi的乘积，得到LLRi·real(Xi)，以及，计算所述发送符号的虚部imag(Xi)与对应的所述最大对数似然比LLRi的乘积，得到LLRi·imag(Xi)；
[0049] 译码子模块，用于将所述LLRi·real(Xi)和所述LLRi·imag(Xi)输入所述Turbo译码器，得到所述发送符号对应的原始比特流。
[0050] 本
实施例提供的OFDM系统抵抗大时延多径干扰的均衡方法，接收端接收到OFDM符号后，利用DFE均衡器消除ISI干扰，然后，利用串行Q阶MMSE均衡器消除ICI，得到发送符号；然后，对发送符号进行软判决，得到发送符号对应子载波上的软比特，最后计算权值LLR，将发送符号对应的软比特与相应的权值LLR相乘后输入至Turbo译码器中，利用Turbo译码器对软比特信号进行译码，得到发送符号对应的原始比特流。由上述过程可见，该方法在不增加CP长度的前提下，消除ISI干扰和ICI干扰，采用串行Q阶MMSE均衡器降低了均衡器复杂度。而且，与Turbo译码器结合后，使用LLR使均衡性能提高2dB。
附图说明
[0051] 为了更清楚地说明本发明实施例或
现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0052] 图1是本发明实施例一种OFDM系统抵抗大时延多径干扰的均衡方法的
流程图；
[0053] 图2是Q-MMSE均衡器检测后符号实部幅度分布概率示意图；
[0054] 图3是本发明实施例一种仿真结果示意图；
[0055] 图4是本发明实施例一种OFDM系统抵抗大时延多径干扰的均衡装置的示意图；
[0056] 图5是本发明实施例一种ISI干扰消除模块的
框图；
[0057] 图6是本发明实施例一种译码模块的框图。
具体实施方式
[0058] 为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0059] 请参见图1，示出了本
申请实施例一种OFDM系统抵抗大时延多径干扰的均衡方法的流程图，该方法应用于接收端，如图1所示，该方法可以包括以下步骤：
[0060] S110，对接收到的OFDM符号，利用基于硬判决的DFE均衡器消除ISI干扰，得到第一接收信号。
[0061] 接收端从信道上接收OFDM符号，对于第n个OFDM符号的第l个接收样点yl(n)，其时域接收信号的表达式为：
[0062]
[0063] 其中，公式1中rs(n)为OFDM时域信号，L为CP长度，信道冲击响应h是长度为P的冲击响应
滤波器(Finite Impulse Response，FIR)，假设多径时延分别为τ0,τ1,…τP-1，则对于基带信号有： 其中， V＝vP-1为信道最大多径时延。Tc＝Tsym/N为基带
采样间隔，Tsym是OFDM符号长度，N为OFDM符号采样点数；dl(n)为白噪声。
[0064] 对第n个OFDM符号进行去CP操作，并进行快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)，则频域接收信号表示为：
[0065] Y(n)＝H(n)X(n)+V(n)X(n-1)+D(n) (公式2)
[0066] 其中，X(n)为发射端映射在频域子载波的符号向量；H(n)表示发送符号X(n)对应的频域信道响应矩阵；V(n)表示X(n-1)对应的信道响应矩阵；D(n)表示高斯白噪声；
[0067] 其中，X(n)＝[X0(n),X1(n),…XN-1(n)]T；
[0068] H(n)＝W'DFTC(n)W’IDFT-W'DFTA(n)W’IDFT，W'DFT＝WDFTT，其中，WDFT表示傅里叶变换矩阵且 T表示元素逆序排列算子，其表达式为Ti,N-1-i＝1(i＝0,1,…,N-1)；A(n)表示由于大时延多径引起的符号X(n)内的ICI干扰，其表达式如公式3所示；C(n)表示信道响应循环矩阵，其表达式如公式5所示；
[0069] V(n)＝W'DFTB(n)W’IDFT；W’IDFT＝TWIDFT， 表示傅里叶逆变化矩阵，B(n)表示前一个符号X(n-1)引起的ISI干扰，其表达式如公式4所示。
[0070] D(n)＝W'DFTd(n)；
[0071] 其中，
[0072]
[0073]
[0074]
[0075] 对于公式2，假设前一符号X(n-1)已经使用硬判决正确检测，V即公式2中的V(n)由信道估计模块得到，则ISI干扰通过判决反馈均衡DFE消除，如公式6所示：
[0076] Y'(n)＝Y(n)-VX(n-1) (公式6)
[0077] 其中，Y'(n)表示消除ISI干扰后的第一接收信号，。
[0078] 串行Q阶MMSE均衡器的复杂度与经典的并行MMSE均衡器的复杂度(N3次复数乘)相比降低了[1-(N3/Q2)]％。
[0079] S120，利用串行Q阶MMSE均衡器消除第一接收信号中的ICI，得到发送符号。
[0080] 在本申请一种可能的实现方式中，串行Q阶MMSE均衡器的表达式如下：
[0081]
[0082] 其中， 表示Q-MMSE均衡器；
[0084] 表示接收信号 与Xi的互相关矩阵。
[0085] 此表达式中各矩阵表示如下：
[0086]
[0087]
[0088]
[0089]
[0090] 其中， 表示信号功率， 表示噪声功率，Q＝2q+1表示Q-MMSE阶数。下文假设发送信号功率归一化
[0091] S130，对发送符号进行软判决，得到发送符号对应子载波上的软比特。
[0092] 软判决就是解调器将解调后的
模拟信号直接接入到译码器来实现解码。
[0093] 对检测到的X(n)进行软判决，分别得到第i个子载波上的软比特为real(Xi)和imag(Xi)，real(Xi)表示Xi的实部，imag(Xi)表示Xi的虚部。
[0094] S140，计算Turbo译码器的最大对数似然比，将软比特与最大对数似然比的乘积输入至Turbo译码器中，得到发送符号对应的原始比特流。
[0095] Turbo译码器是一种
软输入软输出的译码
算法。
[0096] Turbo译码器在Max-log-map准则下的最大对数似然比(Like Lihood Rate，LLR)如公式8所示：
[0097]
[0098] 其中， 表示Q阶MMSE均衡器输出加性噪声功率。
[0099] LLR在通信中通常用于软解码，不管发端发比特1还是比特0，接收端都可能误判。如果收到信号r，正确判为0的概率与正确判为1的概率的比值就是似然比，再取自然对数即对数似然比。
[0100] 其中，Q阶MMSE均衡器检测后的第i个符号输出加性噪声功率如公式9所示：
[0101]
[0102] 以双径信道为例:第一径时延v0＝0，其值为：h0＝0.14-0.54i,第二径时延vP-1＝253，其值为：h253＝-0.44+0.2i；则求得 其中，
(·)*表示求共轭运算，(·)-1表示求逆运算，(·)i,j表示矩阵的第i行第j列
元素， 表示矩阵 的第2行第2列元素；
[0103] QPSK调制下，在仿真中取Q阶MMSE均衡器检测后符号X的实部real(Y)的概率
密度分布结果如图2所示，图2中的曲线1表示第2个子载波对应的检测后符号的实部概率密度分布曲线；曲线2表示第62个子载波上检测后符号的实部概率密度分布曲线。从图2可知，Q阶MMSE均衡器
输出信号服从高斯分布，说明其输出的加性噪声确如公式9所示；且第62个子载波上检测后的信号相比第2个子载波分布方差更大。
[0104] 对于Q阶MMSE均衡器，当Q＝2q+1足够大时，等同于经典MMSE均衡器，因此得到公式10所述的表达式：
[0105]
[0106] 其中， 表示矩阵 的第q+1行第q+1列元素。
[0107] 将公式10代入公式9中，得到公式11：
[0108]
[0109] 将公式11代入公式8中，可得LLR的计算公式如下：
[0110]
[0111] 则以QPSK为例，对于检测后软符号Xi，Turbo译码器的输入比特分别为：LLRi·real(Xi)及LLRi·imag(Xi)。
[0112] Turbo译码器将输入的软比特进行译码，得到发送符号对应的原始比特流。
[0113] 利用上述实施例提供的OFDM系统抵抗大时延多径干扰的均衡方法实施例，进行仿真测试，其中，设置仿真参数如表1所示：
[0114] 表1
[0115]
[0116]
[0117] 请参见图3，示出了表1所示仿真参数的仿真结果示意图，图3中曲线1表示Q阶串行MMSE均衡器(Q＝5)，LLR＝1(即，不使用LLR)对应的误码率曲线图；曲线2表示并行MMSE均衡器不使用LLR对应的误码率曲线图；曲线3表示串行MMSE均衡器(Q＝5)且LLR采用公式12计算得到时对应的误码率曲线图；曲线4表示并行MMSE均衡器不使用LLR时所对应的误码率曲线图。
[0118] 由图3可知，基于最大
信噪比LLR软比特输出的DFE Turbo Q-MMSE均衡器误码率相比LLR＝1时性能提高2dB左右；Q＝5时，Q-MMSE均衡器性能接近MMSE均衡器，性能只差0.5dB，但Q-MMSE均衡器的复杂度却大幅降低。
[0119] 本实施例提供的OFDM系统抵抗大时延多径干扰的均衡方法，接收端接收到OFDM符号后，利用DFE均衡器消除ISI干扰，然后，利用串行Q阶MMSE均衡器消除ICI，得到发送符号；然后，对发送符号进行软判决，得到发送符号对应子载波上的软比特，最后计算权值LLR，将发送符号对应的软比特与相应的权值LLR相乘后输入至Turbo译码器中，利用Turbo译码器对软比特信号进行译码，得到发送符号对应的原始比特流。由上述过程可见，该方法在不增加CP长度的前提下，消除ISI干扰和ICI干扰，采用串行Q阶MMSE均衡器降低了均衡器复杂度。而且，与Turbo译码器结合后，使用LLR提高了均衡性能。
[0120] 对于前述的各方法实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本发明并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本发明，某些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。其次，本领域技术人员也应该知悉，
说明书中所描述的实施例均属于优选实施例，所涉及的动作和模块并不一定是本发明所必须的。
[0121] 相应于上述的OFDM系统抵抗大时延多径干扰的均衡方法实施例，本发 明还提供了OFDM系统抵抗大时延多径干扰的均衡装置实施例。
[0122] 请参见图4，示出了本发明实施例一种OFDM系统均衡装置的框图，如图4所示，该装置包括：ISI干扰消除模块410、ICI干扰消除模块420、判决模块430和译码模块440。
[0123] ISI干扰消除模410，用于对接收到的OFDM符号，利用基于硬判决的DFE消除ISI干扰，得到第一接收信号。
[0124] 在本发明一种可能的实现方式中，如图5所示，ISI干扰消除模块410包括：信号转换子模块411和ISI干扰消除子模块412。
[0125] 信号转换子模块411，用于接收OFDM时域符号，去除所述OFDM时域符号中的循环前缀，并对去除循环前缀后的OFDM时域符号进行快速傅里叶变换，得到频域接收信号；
[0126] ISI干扰消除子模块412，用于利用DFE消除所述频域接收信号中的所述ISI，得到所述第一接收信号，所述判决反馈均衡器DFE的表达式如公式6所示，此处不再赘述。
[0127] ICI干扰消除模块420，用于利用串行Q阶MMSE均衡器消除第一接收信号中的ICI，得到发送符号。
[0128] 将第一接收信号输入串行Q阶MMSE均衡器，在所述串行Q阶MMSE均衡器的输出端得到所述发送符号，串行Q阶MMSE均衡器的表达式如公式7所示，此处不再赘述。
[0129] 判决模块430，用于对所述发送符号进行软判决，得到发送符号对应子载波上的软比特。
[0130] 对检测到的X(n)进行软判决，分别得到第i个子载波上的软比特为real(Xi)和imag(Xi)，real(Xi)表示Xi的实部，imag(Xi)表示Xi的虚部。
[0131] 译码模块440，用于计算Turbo译码器的最大对数似然比，将软比特与所述最大对数似然比的乘积输入至Turbo译码器中，得到发送符号对应的原始比特流。
[0132] 在本发明一种可能的实现方式中，如图6所示，译码模块440包括：对 数似然比计算子模块441、译码器输入比特计算子模块442和译码子模块443。
[0133] 对数似然比计算子模块441，用于利用最大对数似然比计算公式计算所述Turbo译码器的最大对数似然比，其中，所述最大对数似然比计算公式如公式12所示，此处不再赘述。
[0134] 译码器输入比特计算子模块442，用于计算发送符号的实部real(Xi)与对应的最大对数似然比LLRi的乘积，得到LLRi·real(Xi)，以及，计算发送符号的虚部imag(Xi)与对应的最大对数似然比LLRi的乘积，得到LLRi·imag(Xi)；
[0135] 译码子模块443，用于将LLRi·real(Xi)和LLRi·imag(Xi)输入Turbo译码器，得到发送符号对应的原始比特流。
[0136] 需要说明的是，本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。对于装置类实施例而言，由于其与方法实施例基本相似，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。
[0137] 最后，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
[0138] 对所公开的实施例的上述说明，使本领域技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种
修改对本领域技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
[0139] 以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
