유도 모터 제어 방법 및 제어용 인버터
专利汇可以提供유도 모터 제어 방법 및 제어용 인버터专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且PURPOSE: An induced motor control method and inverter are provided to reduce costs by forming the induced motor control inverter using 8 bit mircroprocessor of a low cost. CONSTITUTION: A power supply(10) supplies direct current voltages of +15V and -15V necessary to a controller(60) and a peripheral circuit thereof from an alternating current input of 110/220V. An MMI unit(30) transmits a command with respect to an RPM of a motor generated by a user to a microcontroller(60). A controller(20) performs a control algorithm for driving a motor(90) and produces a digital signal corresponding to a space vector pulse width modulation signal or a pulse width modulation signal for driving the motor(90). A control signal unit(40) converts a signal generated by the microcontroller(60) into a final pulse width modulation signal for driving the motor(90). An IGBT power module(50) include three phase IGBT semiconductor switches.，下面是유도 모터 제어 방법 및 제어용 인버터专利的具体信息内容。
유도 모터 제어 방법 및 제어용 인버터
본 발명은 유도 모터용 범용 인버터에 관한 것으로, 특히 유도 모터의 제어 방법 및 그 제어용 인버터에 관한 것이다.
현재 산업용으로 많이 사용되고있는 유도 모터용 인버터는 점차 그 필요성이 증가됨에 따라 그 요구 조건이 다향해지고 있다. 이러한 요구 조건들은 고성능화, 편리하고 풍부한 MMI(man-machine interface), 저가격화 및 초소형화 등이 있다.
이러한 유도 모터를 제어하는 알고리즘은 벡터 제어 방식과 스칼라 제어 방식으로 구분된다. 벡터 제어 방식은 모터의 동특성(transient characteristic) 및 정특성(steady state characteric) 제어를 동시에 수행하는 알고리즘으로, 모터의 정밀 제어를 위하여 각종 센서를 사용하여 모터의 정보를 검출한다음 이것을 드라이브에 제공하는 폐루프(closed loop)방식을 이용한다. 이러한 특성 때문에 벡터 제어 방식은 서보 드라이버(servo drive)와 같은 고성능 모터 드라이브에 사용되고 있다. 그러나, 폐루프를 형성하기위하여 각종 센서가 필요할뿐아니라 그 알고리즘이 복잡하기 때문에 고성능 프로세서를 사용하여야하며, 이로인한 가격 상승과 그 크기가 상대적으로 커지는 문제가 있다.
스칼라 제어 방식은 모터의 정특성 제어만 수행하는 알고리즘으로, VVVF(variable voltage variable frequency) 제어라고도 지칭된다. 이 방식은 오픈 루프(open loop) 방식, 즉, 모터의 정보를 모르는 상태에서, 모터에 제어 명령만을 제공하는 방식으로 센서를 요구하지않기 때문에 벡터 제어 방식보다 더욱 간단하며, 크기가 작고 또한 제작 단가가 저렴하다는 장점이 있다. 따라서, VVVF 형 인버터는 산업 현장에서 범용 인버터로서 널리 사용되고 있다.
상술한 전형적인 인버터는 모터 운전을 위한 모든 제어 알고리즘을 수행하며, 모터의 가변속 구동을 위하여 펄스폭 변조(PWM) 신호 또는 펄스 폭 변조 신호에 대응하는 2 진수의 디지털 값을 발생하는 콘트롤러와, 프로그램이나 데이터를 저장하기위한 메모리 소자로서, 유도 모터의 제어에 이용되는 사인(sine)값이 저장되는 ROM을 포함한다.
통상적으로, 유도 모터의 제어에 사용하는 콘트롤러는 통상적으로, 16 비트 마이크로프로세서를 사용하고 있다. 이것은 8비트 마이크로프로세서로는 유도 모터 제어용 알고리즘을 프로그램화하기가 어려울뿐더러, 프로그램화하더라도 디지탈 방식보다는 아날로그 방식을 채택하기때문에 많은 주변 장치를 필요로하며 성능 저하가 생길 수 있다. 그러나, 인버터에서 8 비트 마이크로프로세서를 사용하는 경우에는 사인값을 저장하는 내부 ROM의 용량의 부족하기 때문에 별도의 외부 ROM을 사용하여야하며, 이런 주변기기를 프로세서에 연결하는 버퍼 또는 래치와같은 디지탈 IC가 부가적으로 사용되기때문에 부피가 커진다는 문제가 있다.
그러므로, 본 발명은 상술한 문제를 해결하기위하여 안출된 것으로, 16 비트 마이크로프로세서 대신 저가의 8 비트 마이크로프로세서를 이용하여 구성되는 초소형 유도 모터 제어용 인버터를 제공하는 것을 그 목적으로한다.
본 발명의 다른 목적은 8 비트 마이크로프로세서내의 내부 메모리와 소프트웨어 프로그램을 이용하여 프로그램 코드 및 실행, 제어용 펄스폭 변조 신호를 위한 외부의 메모리 ROM, RAM 및 기타 주변 회로를 대신하도록 구성된 초소형 유도 모터 제어용 인버터를 제공하는 것을 그 목적으로한다.
상술한 목적을 달성하기위한 본 발명에 따르면, 각기 위상차를 갖는 3 상의 공간 벡터 펄스 폭 변조 신호에 의해 각기 스위칭되는 3 쌍의 반도체 스위치 소자를 갖는 유도 모터의 인버터가 제공되며, 이 인버터는 상기 모터의 회전수에 대응하는 주파수와, 최소 전압, 상기 모터에 대하여 선택된 전압 대 주파수의 프로파일 및 상기 선택된 프로파일의 기울기 값을 입력하는 수단; 상기 주파수, 최소 전압 및 상기 프로파일의 기울기를 이용하여 상기 모터의 인가 전압을 생성하는 수단; 상기 모터의 인가 전압과 상기 모터의 기설정 최대 전압으로부터 상기 펄스 폭 변조 신호의 변조율을 생성하는 수단; 상기 주파수에 대응하는 상기 모터의 회전 각도의 증가분을 계산하는 수단; 상기 계산된 회전 각도의 증가분과 기설정된 지연된 과거의 회전 각도의 증가분을 가산하여 상기 모터의 현재 회전 각도를 생성하는 가산기; 상기 현재의 회전 각도에 응답하여 공간 벡터 변조에 필요한 사인(sine) 값을 계산하는 수단; 상기 사인(sine) 값과 상기 변조율을 이용하여 상기 각각의 펄스 폭 변조 신호의 펄스 폭을 나타내는 듀티 값을 생성하는 공간 벡터 변조 수단; 상기 듀티 값에 각기 대응하는 상기 3 상의 공간 벡터 펄스 폭 변조 신호를 생성하는 수단을 포함하는것을 특징으로한다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 공간 벡터 펄스 폭 변조 신호를 이용한 유도 모터 제어 방법이 제공되며, 이 방법은: 상기 모터에 대하여 1 차 또는 2 차 함수 관계를 갖는 전압 대 주파수(V/F)의 프로파일을 선택하는 단계; 상기 모터의 운전 주파수 및 최소 구동 전압과 상기 선택된 V/F 프로파일의 기울기를 입력하는 단계; 상기 운전 주파수, 최소 전압 및 상기 기울기를 이용하여 상기 모터의 인가 전압(V)을 생성하는 단계; 상기 인가 전압(V)과 상기 모터에 대하여 기설정된 최대 전압(
max
)을 이용하여 상기 펄스 폭 변조 신호의 변조율(m)을 계산하는 단계; 상기 입력된 주파수에 대응하는 모터 회전 각도의 증가분을 계산하는 단계; 상기 계산된 회전 각도의 증가분을 기설정 기간 지연하는 단계; 상기 회전 각도의 증가분과 상기 지연된 증가분을 가산하여 상기 모터의 현재 회전각도를 생성하는 단계; 상기 현재의 회전 각도에 응답하여 공간 벡터 변조에 필요한 사인(sine) 값을 계산하는 단계; 상기 사인값과 상기 변조율을 이용하여 각기 상이한 펄스폭을 갖는 3 상의 공간 벡터 펄스 폭 변조 신호를 발생하는 단계를 포함하는것을 특징으로한다.
도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 유도 모터 제어용 인버터의 구성을 개략적으로 도시하는 블록도,
도 2는 본 발명의 인버터에서 생성되는 3 상의 펄스 폭 변조 신호를 도시하는 파형도,
도 3은 도 1에 도시된 전력 모듈의 구성을 상세히 도시하는 회로도,
도 4는 도 1에 도시된 인버터 콘트롤러의 상세 구성도,
도 5는 본 발명에서 선택되는 전압 대 주파수의 여러 형태의 프로파일의 파형도,
도 6은 본 발명에서 이용되는 Piecewise Linear Approximation 방식을 설명하기위한 도면,
도 7은 본 발명에 따라서 인터럽트 구간에서 발생되는 동기되기 이전의 3 상 펄스 폭 변조 신호의 타이밍도,
도 8은 본 발명에 따라서 인터럽트 구간에서 동기된 3 상의 펄스 폭 변조 신호의 타이밍도,
도 9는 본 발명의 인버터의 동작을 설명하는 플로우차트,
도 10은 도 9에서 발생된 인터럽트 루틴에서 실행되는 동작을 설명하는 플로우차트.
＜도면의 주요부분에 대한 부호의 설명＞
10 : 전원부 20 : 다이오드 정류부
30 : 맨 머신 인터페이스 유니트 60 : 콘트롤러
140 : 공간 벡터 변조부 160 : 사인값 계산부
182, 184 : 레지스터 190 : 지연 회로
192 : 데드 타임 회로
본 발명의 상기 및 기타 목적과 여러가지 장점은 첨부된 도면을 참조하여 하기에 기술되는 본 발명의 바람직한 실시예로 부터 더욱 명확하게 될 것이다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세하게 설명한다.
도 1을 참조하면, 본 발명에서 사용되는 유도 모터 제어용 인버터의 개략적인 블록도가 도시된다. 이 인버터는 전원부(10)와, ROM(70), RAM(80), 마이크로콘트롤러(60) 및 제어 신호 유니트(40)로 구성된 제어부(20), MMI(man-machine interface) 유니트(30), 및 IGBT 전력 모듈(50)을 포함한다.
전원부(10)는 외부의 110/220V의 교류 입력으로부터 콘트롤러(60)와 기타 주변 회로에 필요한 +5V 및 +15V의 직류 전원을 공급한다.
MMI 유니트(30)는 사용자와 드라이브간의 신호 전달을 위한 회로로서, 버튼 스위치, 7 세그먼트 회로등을 포함하며, 버튼 스위치(12)를 통하여 사용자로부터 발생된 모터의 회전수에 관한 명령을 마이크로콘트롤러(60)에 전달한다.
제어부(20)는 PIC16C74 칩을 이용하여 구현될 수 있으며, 제어부(20)를 구성하는 마이크로콘트롤러(60)는 모터(90)의 구동을 위한 모든 제어 알고리즘을 수행하며, 모터(90)의 가변속 구동을 위한 공간 벡터 펄스폭 변조 신호 또는 펄스폭 변조 신호에 대응하는 2 진수의 디지탈 값을 생성하여 제어 신호 유니트(40)로 제공한다.
제어 신호 유니트(40)는 마이크로콘트롤러(60)로부터 발생한 신호를 모터(90)의 구동을 위한 최종 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation : PWM) 신호로 변환하는 기능을 수행한다. 이 펄스폭 변조 신호는 도 2A, 도 2B 및 도 2C에 도시된 3 쌍의 펄스 폭 변조 신호를 포함한다.
도시된바와같이, 3 쌍의 펄스 폭 변조 신호는 (U, /U), (V, /V), (W, /W)상의 3상 성분 신호를 포함한다. 이러한 3 상의 펄스 폭 변조 신호는 각기 120°의 위상차를 가지고있으며, 기설정 주기, 즉 펄스 폭 변조 신호의 주파수마다 반복된다. 이때, 각각의 신호에서 레벨을 나타내는 "0"과 "1"은 펄스폭 변조 신호의 디지탈 값을 나타낸다. 이러한 3 쌍의 펄스 폭 변조 신호(U, /U), (V, /V), (W, /W)는 IGBT 전력 모듈(50)에 제공된다.
IGBT 전력 모듈(50)은 도 3에 상세히 도시된바와같이 모터(90)에 3 상 전력을 제공하는 3 쌍의 IGBT 반도체 스위치(52, 62; 54, 64; 56, 66)를 가지고있다. 각 쌍의 반도체 스위치(52, 62; 54, 64; 56, 66)는 사이리스터(thyristor)와 같은 스위칭 소자로서, 모터(90)의 각 상에 백 투 백(back-to-back) 형태로 각기 연결되어있다. 각 쌍내의 제 1 반도체 스위치(52, 54, 56)와 제 2 반도체 스위치(62, 64, 66)는 제어신호 회로(40)로부터 제공되는 제 1 펄스폭 변조 신호(U, V, W)와 제 2 펄스폭 변조 신호(/U, /V, /W)에 의해 교번적으로 온/오프 반복됨으로써 라인(A, B)을 통하여 인가되는 300V 전력을 모터(90)로 제공한다.
제어 신호 유니트(40)로부터 제공되는 "0" 레벨은 IGBT 전력 모듈(50)내부에 있는 반도체 스위치가 턴 오프되는 것을 의미하며, "1" 레벨은 반도체 스위치가 턴 온되는것을 의미한다. 주지하는 바와같이, 각쌍의 제 1 및 제 2 반도체 스위치는 일측이 턴온되면, 타측이 턴오프되는 상호 작용을 수행하는데 필요한 데드 타임(dead time)을 필요로한다. 이 데드 타임은 통상 3 - 6 ㎲로 할당된다.
그 동작에 있어서, 사용자가 MMI 유니트(30)를 통하여 모터의 회전수 명령을 마이크로콘트롤러(60)로 전달하면, 마이크로콘트롤러(60)는 그 내부의 메모리 소자인 ROM(70)과 RAM(80)에 저장된 프로그램을 수행하여 모터 구동을 위한 제어 신호를 발생시킨다. 이 제어 신호는 제어 신호 회로(40)를 통하여 최종적으로 모터 구동에 맞는 신호로 변환되어 IGBT 전력 모듈(50)을 제어한다.
도 4를 참조하면, 본 발명에 따라서 구성된 마이크로콘트롤러(60)와 하드웨어 구성을 포함하는 상세 구성이 도시한다.
마이크로콘트롤러(60)는 8 비트의 마이크로프로세서, PIC16C74, 로서 구현되며, 이 마이크로콘트롤러는 하드웨어적으로 제 1 및 제 2 타이머(180, 186), PWM1 레지스터(182) 및 PWM2 레지스터(184)를 가지고있다(도 4 참조). 또한, 마이크로콘트롤러(60)는 변조율 생성부(120), 회전 각도 증가 생성부(130), 공간 벡터 변조부(140), 가산기(150), 지연기(155), 사인값 계산부(160), 지연기(170)을 구비하며, 이들 구성은 본 발명에 따라 소프트웨어적으로 수행될 수 있다.
MMI 유니트(10)는 버튼(12), 7 세그먼트 디스플레이(14) 및 EEPROM(16)을 포함한다. 버튼(12)은 모터의 회전수를 선택하는데 사용되며, 이 버튼(12)에 이해 발생된 회전수 명령은 MMI 프로그램 저장부(110)내의 프로그램에 의해 미리 약속된 코드로 변환된다. 이렇게 변환된 코드는 모터의 주파수 f를 발생한다. 이 주파수 명령 f 은 V/F 프로파일 생성부(120) 및 K 값 생성부(130)로 제공된다.
EEPROM(16)은 정전시 또는 인버터를 장시간 정지시킨후 재시동할때, 모터(90)에 관한 구동 정보를 새로이 셋팅할 필요가 없도록 하기위하여 가장 최근에 사용된 변수를 저장하는데 사용되며, 속도와 용량이 문제되지않기때문에 작은 시리얼 EEPROM이 사용된다.
7 세그먼트 디스플레이(16)는 주파수와 같은 모터의 각종 정보를 사용자에게 디스플레이한다.
변조율 생성부(120)는 유도 모터의 특성에 적합한 프로파일에 따라 펄스 폭 변조 신호의 변조율을 계산하는 기능을 수행한다.
본 발명에서 이용되는 VVVF 방식은 주파수와 전압의 비가 일정하도록 유지하는 제어 방식으로, 도 5A 및 도 5B와 같이, 모터(90)의 주파수(F)와 입력 전압(V)이 선형적으로 비례하는 1차 함수 관계를 가지고 있다. 그러나, 이러한 주파수(F)와 입력 전압(V)간의 V/F 프로파일(즉, 기울기)은, 도 5C 및 도 5D와 같이, 전압과 주파수의 관계가 유도 모터의 특성 및 필요에 따라 2 차 함수의 관계를 가질 수 도있다.
또한, 유도 모터의 특성에 따라 주파수와 입력전압이 비례하지않고 일정한 전압이 유지되는 특정 최소 주파수(약 3Hz) 및 최대 주파수(약 60Hz) 영역이 존재한다. 따라서, 이 최소 및 최대 주파수에 대응하여 모터에 공급해야하는 최소 전압(Vmin)과 모터에 공급할 수 있는 최대 전압(Vmax)이 존재한다. 그러나, 최소 및 최대 전압은 모터의 특성에 따라 상이한 값을 갖는다. 그러므로, 모터를 올바르게 구동하기위해서는 사용자가 해당 모터에 맞는 V/F 프로파일을 선택하여야 한다.
본 발명에 따르면, 최대 전압(Vmax)은 약 173V로 고정값으로 설정되어있으며, 최소 전압(Vmin)과 선택되는 프로파일의 형태 및 V/F 프로파일의 기울기 값(k)은 버튼(12)에의한 입력으로 선택적으로 설정하도록되어있다. 따라서, 입력된 변수, 예로, 최소 전압(Vmin), 주파수, 및 기울기(k)를 이용하여 모터가 구동될때마다 모터에 인가되는 전압(V)이 계산될수 있다.
변조율 생성부(120)에서 수행되는 V/F 프로파일 계산은 모터의 주파수(f)와 인가 전압(V)이 1 차함수관계 또는 2 차 함수 관계에 따라서 다음과 같은 수학식 1과 수학식 2에의해 각기 계산된다.
2 + V
min
상기 수학식 1 과 2에서 k 는 기울기이고, f 는 주파수이고, Vmin은 최소전압을 나타낸다. 상기 수학식에의해 모터(90)로의 인가 전압(V)이 결정되면, 주파수 변조율 "m"이 하기 수학식으로부터 계산된다.
상기 수학식에서 Vmax 는 최대 전압을 나타내며, 이 수학식에의해 계산된 주파수 변조 인덱스 m은 공간 벡터 변조부(140)로 제공된다.
한편, 회전각 증가분 생성부(130)에서는 버튼(12)으로부터 제공된 주파수 명령에 해당하는 회전각도(θ)의 증가분(Δθ)을 계산한다.
상술한 회전 각도 증가분(Δθ)은 하기 수학식으로부터 생성된다.
상기 수학식에서
은 프로그램에 의해 정해지는 비례상수로서 프로그램에 의해 정해진다.
회전각 증가 생성부(130)에서 생성된 회전각도(θ)의 증가분(
)은 가산기(150)로 제공된다.
가산기(150)는 지연부(155)를 통하여 지연된 과거의 회전각과 회전각의 증가분을 더함으로써 PWM 신호의 한주기마다 변하는 현재의 회전각을 생성한다. 이 과정은 하기 수학식으로 표현될수있다.
상기 식에서, θ(k-1)는 지연부(155)를 통과한 과거의 회전각이고, θ(k)는 현재의 회전각이며, Δθ는 회전각 증가분을 나타낸다.
가산기(150)에의해 생성된 현재의 회전각, θ(k), 은 사인값 계산부(160)로 제공된다.
사인값 계산부(160)는 가산기(150)로부터 제공된 현재의 회전각, θ(k), 을 이용하여 공간 벡터 변조를 위한 sin(θ) 및 sin(60 -θ)를 구한다.
사인 값을 계산하는 방법은 프로세서 내부의 메모리를 이용한 사인 테이블 저장 방식과 Piecewise Linear Approximation 방식을 들수있다. 메모리 이용 방식은 많은 양의 메모리를 필요로하기때문에 외부에 ROM을 확장하여야하며 또한 그 정밀도에있어서 매우 열악하다. 따라서, 본 발명은 Piecewise Linear Approximation 방식을 이용하여 사인 값을 계산하도록 구성된다.
Piecewise Linear Approximation 방식은 곡선 형태의 사인 함수를 작은 여러 구간으로 나눈다음, 작은 각 등분에서 그 곡선이 마치 직선인것처럼 취급하여 일차 선형식을 형성함으로써 사인 값을 결정하는 수학적 알고리즘으로, 도 6A는 사인 함수를 등분한 것을 도시하며, 도 6B는 등분된 사인 함수를 확대한것을 도시한다.
본 발명에 따르면, 하기 수학식에 정의된바와같이, 0°∼ 60°까지의 사인 함수 구간을 4°간격의 15 구간으로 등분한뒤, 각 구간에 대한 일차 선형식을 구한것을 나타낸다.
하기 표는 15(열다섯) 구간에 대응하는 선형식과 이 선형식에 따라 구해진 sin(θ) 값을 열거한 테이블로서, 등분된 구간은 반드시 같을 필요는 없으며, 필요에 따라 보다 정확한 선형식을 구하기위하여 구간의 길이가 달라질수있으며, 그 구간의 개수도 여러 가지 다른 값으로 바꿀수도 있음을 알아야 할것이다.
| 구간 | θ。 | sin(θ) | 선형식 |
| 1 | 0 ∼ 4 | 0.0000 ∼ 0.0698 | sin(θ) = 0.01745(θ - 0) + 0 |
| 2 | 4 ∼ 8 | 0.0698 ∼ 0.1392 | sin(θ) = 0.01735(θ - 4) + 0.0698 |
| 3 | 8 ∼ 12 | 0.1392 ∼ 0.2079 | sin(θ) = 0.01718(θ - 8) + 0.1392 |
| 4 | 12 ∼ 16 | 0.2079 ∼ 0.2756 | sin(θ) = 0.01693(θ - 12) + 0.2079 |
| 5 | 16 ∼ 20 | 0.2756 ∼ 0.3420 | sin(θ) = 0.01660(θ - 16) + 0.2756 |
| 6 | 20 ∼ 24 | 0.3420 ∼ 0.4067 | sin(θ) = 0.01618(θ - 20) + 0.3420 |
| 7 | 24 ∼ 28 | 0.4067 ∼ 0.4695 | sin(θ) = 0.01570(θ - 24) + 0.4067 |
| 8 | 28 ∼ 32 | 0.4695 ∼ 0.5299 | sin(θ) = 0.01510(θ - 28) + 0.4695 |
| 9 | 32 ∼ 36 | 0.5299 ∼ 0.5878 | sin(θ) = 0.01448(θ - 32) + 0.5299 |
| 10 | 36 ∼ 40 | 0.5878 ∼ 0.6428 | sin(θ) = 0.01448(θ - 36) + 0.5878 |
| 11 | 40 ∼ 44 | 0.6428 ∼ 0.6947 | sin(θ) = 0.01298(θ - 40) + 0.6428 |
| 12 | 44 ∼ 48 | 0.6947 ∼ 0.7431 | sin(θ) = 0.01210(θ - 44) + 0.6947 |
| 13 | 48 ∼ 52 | 0.7431 ∼ 0.7880 | sin(θ) = 0.01122(θ - 48) + 0.7431 |
| 14 | 52 ∼ 56 | 0.7880 ∼ 0.8290 | sin(θ) = 0.01025(θ - 52) + 0.7880 |
| 15 | 56 ∼ 60 | 0.8290 ∼ 0.8660 | sin(θ) = 0.00925(θ - 56) + 0.8290 |
따라서, 가산기(150)로부터 각도 θ가 입력되면, 그 각도에 대응하는 sine 값이 결정된다. 상술한 표의 선형식에서 실수값들은 12 비트의 정수값으로 변환된후 공간 벡터 변조부(140)로 제공된다.
공간 벡터 변조부(140)는 사인값 계산부(160)로부터 제공된 사인값을 이용하여 상술한 U, V, W 3 상의 PWM1, PWM2, PWM3(도 2 참조)신호의 듀티(duty)가 계산되며, 마이크로콘트롤러(60)의 PWM 포트를 통하여 인터럽트 신호에 등기되어 출력된다. 이러한 인터럽트는 일정 주기마다 반복되는데, 그 반복 주기는 PWM 신호의 주파수, 즉, 반도체 스위치의 스위칭 주기에 해당한다. 이때, U 및 V상의 PWM1 및 PWM2 신호는 가산기(172) 및 가산기(174)로, 그리고 PWM3는 감산기(176)로 각기 제공된다.
본 발명에서 사용되는 PIC16C74로 구성된 마이크로콘트롤러(60)는 단지 2 개만의 PWM 포트를 가지고있으므로, 3 상의 동기된 PWM 신호는 만들수없다. 따라서, 본 발명에서는 마이크로프로세서, PIC16C74의 내부 타이머를 이용하여 3 상의 동기된 PWM 신호를 만들어내도록 구성된다. 이 과정은 하기와 같이 설명될수있다.
도 7A 및 도 7B에 도시된바와같이, 가산기(172) 및 가산기(174)는 3 상의 U, V, W PWM 신호의 동기 문제를 해결하기위하여 지연부(170)에의해 기설정 기간의지연 시간을 PWM1 신호와 PWM2 신호에 각기 가산한다. 상술한 기설정 지연 기간은 인터럽트(T1)가 발생한뒤, 인터럽트 디코딩 및 인터럽트 플래그 처리 그리고 내부 타이머를 이용한 W상의 PWM 신호를 인가할때까지의 시간으로 규정된다. 이와 같이, 3 상의 PWM 신호를 동기시키기위하여 공간 벡터 변조 방식에 의해 계산된 원래 U 상과 V 상의 듀티값은 상술한 지연 시간이 가산됨으로써 10 비트의 최종 듀티 값이된다. 새로운 인터럽트(T2)가 발생되면, 이전 사이클에서 계산된 U상과 V상의 듀티 값은 각각의 PWM 레지스터(182, 184)내로 각기 래치된다.
PWM 레지스터(182, 184)내의 U, V 상의 PWM1, PWM2 신호는 타이머(180)내의 기설정 PWM 신호와 비교된다. 비교 결과, 타이머(180)내의 값이 더 크면 각각의 PWM1 및 PWM2 신호 레벨은 도 2A 및 도 2B에 도시된바와같이 1에서 0로 변환된다. 이러한 레벨 변환은 PWM 레지스터(182, 184)내의 U, V 상의 PWM1, PWM2 신호와 타이머(180)내의 기설정 PWM 신호와의 비교 결과가 생성될때마다 이루어진다. 레벨 변환되는 PWM 신호의 듀티 또는 변조된 펄스폭은 지연 회로(190)로 제공된다.
한편, 도 7C에 도시된바와같이, 감산기(176)에서 W상의 듀티값은 FFFF(16 진수) 값으로부터 감산되어 16 비트로 변환된다음 타이머(186)로 제공된다. 이것은 본 발명에서 사용되는 PIC16C74 마이크로콘트롤러(60)내의 타이머(186)가 16 비트로 구성되어있기 때문에 W상의 10 비트 PWM3 신호를 16 비트로 변환하기위하여 수행된다. 16 비트로 변환된 PWM3 신호가 타이머(186)로 입력되고, 타이머(186)가 최종값(16 비트로 FFFF)에 도달하면, 상술한 인터럽트 반복 주기(T1 내지 T2)내에서 타이머 오버플로우(timer overflow)를 나타내는 제 2의 타이머 인터럽트(T3)를 발생한다. 제 2의 타이머 인터럽트 신호에 의해 PWM3에 의한 신호 레벨이 1에서 0 로 변화된다(도 2C 참조). PWM3에 대한 신호는 마이크로콘트롤러(60)의 임의의 포트를 통하여 직접 제어 신호 유니트(40)내의 데드 타임 회로(192)로 제공된다.
제어 신호 유니트(40)내의 지연 회로(190)는 각각의 PWM 레지스터(182, 184)의 U, V 상의 PWM 듀티 출력을 지연부(170)에의해 지연된 양만큼 제거함으로써 타이머(186)의 W 상의 PWM 듀티 출력과 동기시킨다. 도 8A, 8B 및 8C에는 지연 회로(190)를 통하여 동기된 3상의 PWM 신호 파형이 도시된다.
데드 타임 회로(192)는 지연 회로(190)로부터 전달된 PWM1, PWM2에 의한 신호와 PWM3에 의한 신호를 도 2에 도시된바와같이 데드 타임을 갖는 3쌍의 PWM1, PWM2, PWM3 신호를 생성한다. 이러한 6개의 신호는 IGBT 전력 모듈(50)의 각각의 스위치로 제공됨으로써 모터를 구동시킨다.
도 9를 참조하면, 상술한 구성의 PWM 신호 발생을 위한 동작을 설명하는 메인 루틴의 플로우차트가 도시된다.
먼저, 단계 (210)에서, 본 시스템이 동작될때, 파워 온시 소프트웨어적인 리셋이 실행되어 마이크로콘트롤러(60)내 모든 데이타가 리셋된다.
그 다음 단계(220)에서, 사용자에의해 MMI 유니트(10)내 버튼(12)을 통하여 변수의 셋업(set up) 과정이 실행된다. 이러한 변수 셋업은 사용자에 의해 직접 셋업 또는 EEPROM(16)과의 통신에 의한 간접 셋업이 가능하다. EEPROM(16)에의한 셋업은 전원 공급후 사용자가 다시 셋업하지않고도 운전이 시작될수있다. 이때 셋업되는 변수는 운전 모드, 운전 주파수, 가감속 시간, V/F 프로파일 및 운전 예약 시간을 포함한다.
이러한 셋업 과정이 완료되면, 단계 (230)에서, 제 1 및 제 2 의 타이머 인터럽트가 발생될때마다 도 10을 참조하여 설명되는 모터 운전을 위한 PWM 모드를 실행하는 인터럽트 루틴으로 전환된다.
단계 (240) 및 (250)에서는 프로그램 수행중 어떤 명령이 인식되는지를 판단하고 그 명령을 해석하는 루틴을 수행한다. 이때, 어떠한 명령도 없다면, 다음 단계(260) 및 (270)로 진행한다.
단계(260) 및 (270)에서는 새로운 셋업을 할것인지를 체크하는 루틴으로써, EEPROM에의한 온 라인 셋업을 포함한다. 새로운 셋업이 필요하지않으면, 다음 단계(280)로 진행하여 현재의 모터 운전 상태를 7 세그먼트(17)에 출력하여 디스플레이한 후 단계(240)로 되돌아간다.
도 10에는 도 9에 도시된 메인 루틴의 수행중 발생된 인터럽트에 따라 수행되는 인터럽트 루틴이 도시된다.
메인 루틴의 수행중 인터럽트가 발생하면(단계 310), 이전의 주기에서 계산된 각 상의 듀티 값이 마이크로프로세서(60)의 PWM 레지스터(182, 184)에 전달되고, 다음 주기에서 이 듀티에 대응하는 PWM 신호가 출력된다(단계 320).
단계(330)에서, 메인 루틴의 셋업 단계(220)에서 설정된 V/F 프로파일에 따라서 V/F 프로파일 생성부(120)를 통하여 현재 운전 주파수에 일치하는 모터(90)로의 인가 전압의 크기가 결정되고, 이를 이용하여 변조율(m)이 계산된다.
단계(340)에서, K 값 생성부(130), 가산기(150) 및 사인값 생성부(160)를 통하여 사인 값이 계산된다.
단계(350)에서, 이 사인 값에 따라 공간 벡터 변조부(140)에의해 각 상의 PWM 신호의 듀티가 계산된다. 이 듀티 값은 새로운 인터럽트가 발생할때마다, 마이크로프로세서(60)의 PWM 레지스터(182, 184)에 전달되고, 다음 주기에서 이 듀티에 대응하는 PWM 신호가 모터(90)로 출력될것이다.
이상 설명한 바와같이, 본 발명에 따라서 16 비트 마이크로콘트롤러 대신 저가의 8비트 마이크로콘트롤러로서 유도 모터용 인버터의 구성이 가능하므로 비용 효과적이며, 프로그램 코드 및 실행, 제어용 PWM 신호를 위한 데이터 저장용 기억 소자인 ROM 및 RAM을 8 비트 마이크로콘트롤러내의 내부 메모리와 소프트웨어로 대신함에 따라 단일칩 제어 회로가 구성될수있는 장점이 제공된다.
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