技术领域
[0001] 本
发明属于电
力电子功率变换器技术领域，是一种不平衡负载下四桥臂双输出逆变器载波PWM调制方法。用于解决双输出逆变器带不平衡负载时输出负载
电压不平衡的问题。
背景技术
[0002] 逆变器作为一种直接把直流电转换成交流电的转换器，能够给交流负载供电。但它只能把直流电转换成一组三相交流输出，在
风力发电系统、电动
汽车、轨道
机车牵引等需要双交流领域就显得无能为力，为此有学者提出了九
开关双输出逆变换器拓扑，其只需九个开关就能够实现两组三相交流电输出。但是其只能够给两组平衡的三相负载进行供电。随着电气
水平的不断提高，各种电力变换器设备非线性负荷的应用越来越多，将会导致三相负载的不平衡。同时通过双输出逆变器供电的两组三相负载不一定为平衡负载，也会出现由于
温度等外界因素导致平衡负载变成不平衡负载的情况。所以双输出逆变器应具有既能够给平衡负载供电，也能够给不平衡负载供电的能力。
[0003] 现阶段对于双输出逆变器带不平衡负载的相关研究相对较少。已有研究者提出了四桥臂双输出逆变器的拓扑结构。并对逆变1和逆变2交替使用空间矢量调制。但是应用空间矢量调制方法时，需要进行复杂的三
角函数计算，以及需要扇区判断。过程复杂，不利于编程和
硬件的实现。
发明内容
[0004] 本发明的目的是，提出一种科学合理，适用性强，效果佳的不平衡负载下四桥臂双输出逆变器载波PWM调制方法，旨在解决现有的双输出逆变器不能给不平衡负载供电的问题。
[0005] 实现本发明目的采用的技术方案是，一种不平衡负载下四桥臂双输出逆变器载波PWM调制方法，其特征是，它包括：
[0006] 1)逆变器的前三相桥臂的输出端分别与两组三相负载相连，可分别称为逆变1和逆变2；逆变1是由上面三个功率开关和中间三个功率开关组成，而逆变2是由下面三个功率开关和中间三个功率开关组成，两组逆变共用中间三个功率开关；逆变器的第四相桥臂的输出端与两组负载的
中性点N连接，将逆变器的第四相桥臂定义为N相桥臂，分别对两组逆变使用空间矢量调制，计算出相应的占空比；当控制两组负载中性点电压均为相应的零序电压时，任意负载下均可使输出负载电压对称，进而根据零序电压求得逆变器N相桥臂的占空比；
[0007] 2)将逆变1的占空比、逆变2的占空比、N相桥臂的占空比分别与载波相结合，计算出相应的调制波；
[0008] 3)采用同一个载波分别与逆变器的前三相桥臂以及N相桥臂相对应的调制波相比较，得到逆变器前三相桥臂以及N相桥臂功率开关的驱动
信号，对四桥臂双输出逆变器进行控制，使两组负载中性点电压均为相应的零序电压，从而使得两组输出负载电压均为三相正弦对称电压。
[0009] 进一步，所述逆变1零序电压和逆变2零序电压分别为：
[0010]
[0011]
[0012] 其中，urZ1为逆变1的零序电压，urZ2为逆变2的零序电压；Uo1为逆变1输出相电压幅值；Uo2为逆变2输出相电压幅值；Ud为直流电压；αo1＝ωo1t、αo2＝ωo2t；umax1为逆变1输出
三相电压的最大值，umax2为逆变2输出三相电压的最大值。
[0013] 进一步，所述逆变器N相桥臂的占空比函数为：
[0014]
[0015]
[0016] 其中，dN1为逆变1对应的N相桥臂的上开关开通的占空比；dN2为逆变2对应的N相桥臂的中开关开通的占空比。
[0017] 进一步，所述载波是周期为Ts，幅值为-1和1的等腰三角波，其表达式为：
[0018]
[0019] 逆变器前三相桥臂的调制波为：
[0020]
[0021]
[0022] 其中，X∈{A,B,C}；uX-ref1为逆变1的X相
输出电压、uX-ref2为逆变2的X相输出电压，uoffset1逆变1的偏移电压，uoffset2为逆变2偏移电压；其表达式为：
[0023]
[0024]
[0025] 逆变器N相桥臂调制波为：
[0026]
[0027] 进一步，(1)在四桥臂双输出逆变器的
基础上，根据空间矢量调制
算法，确定一个开关周期内，逆变1各电压矢量占空比和逆变1对应的N相桥臂的上开关开通的占空比dN1，以及逆变2各电压矢量占空比和逆变2对应的N相桥臂的中开关开通的占空比dN2；(2)对逆变器各相桥臂进行载波脉冲宽度调制计算，得到调制波uXU、uXL、uN1、uN2、uN3的大小，控制逆变1和逆变2的负载中性点电压为相应的逆变零序电压urZ1和urZ2，使其在不平衡负载下获得两组对称的三相正弦电压。
[0028] 本发明的不平衡负载下四桥臂双输出逆变器载波PWM调制方法与
现有技术相比，能够实现两组三相对称的输出电压，不论负载为平衡、不平衡或非线性负载，都能够使得输出电压为三相对称电压；避免了复杂的三角函数计算，以及不需要进行扇区判断；具有科学合理，适用性强，效果佳等优点。
附图说明
[0029] 图1为不平衡负载下四桥臂双输出逆变器拓扑结构示意图；
[0030] 图2为逆变1、逆变2电压空间矢量和参考输出电压矢量合成示意图；
[0031] 图3逆变器的开关状态组合和排列顺序示意图；
[0032] 图4为四桥臂双输出逆变器载波脉冲宽度调制示意图；
[0033] 图5为本发明调制方法下，不平衡负载下四桥臂双输出逆变器逆变1三相输出相电压、逆变1三相输出相
电流波形图；
[0034] 图6为本发明调制方法下，不平衡负载下四桥臂双输出逆变器逆变2三相输出相电压、逆变2三相输出相电流波形图。
具体实施方式
[0035] 下面结合附图和具体
实施例对本发明做进一步详细描述。
[0036] 本发明的一种不平衡负载下四桥臂双输出逆变器载波PWM调制方法，使其在平衡负载、不平衡负载或非线性负载的情况下均能保证输出两组对称正弦电压。不平衡负载下四桥臂双输出逆变器的拓扑结构如图1所示，其是在三桥臂双输出逆变器的拓扑上增加一相桥臂，新增加的N相桥臂连接到两组三相负载的中性点N1和N2处。图中Ud为直流电压，假设Ud被一分为二,中点为O。uA1O、uB1O、uC1O表示逆变1三相桥臂对O点的电压；uA2O、uB2O、uC2O表示逆变2三相桥臂对O点的电压。uN1O和uN2O分别为逆变1的N相桥臂和逆变2的N相桥臂对O点的电压，uA1N1、uB1N1、uC1N1为逆变1的三相负载电压；uA2N2、uB2N2、uC2N2为逆变2的三相负载电压。
[0037] 由图1能够写出逆变1的输出电压方程为：
[0038]
[0039] 同理也能够得到逆变2的输出电压方程：
[0040]
[0041] 式中uN1O和uN2O为可控量，分别对逆变1的三相负载电压uA1N1、uB1N1、uC1N1和逆变2的三相负载电压uA2N2、uB2N2、uC2N2进行所期望的控制。
[0042] 假设逆变1参考三相输出相电压为
[0043]
[0044] 逆变2参考三相输出相电压为
[0045]
[0046] 式中Uo1、ωo1分别是逆变1输出相电压的幅值、输出相电压角
频率；Uo2、ωo2分别是逆变2输出相电压的幅值、输出相电压角频率角频率。
[0047] 逆变器1和逆变2的输出参考电压矢量能够计算如下：
[0048]
[0049]
[0050] 假设逆变1和逆变2的输出参考电压矢量均位于第一扇区，其参考电压矢量合成原理如图2所示。
[0051]
[0052]
[0053] 其中，d11、d12、d10、d17分别为逆变1有效矢量和零矢量的占空比；d21、d22、d20、d27分别为逆变2有效矢量和零矢量的占空比。
[0054] 为了获得三相对称输出电压，应该对逆变1的有效矢量和零矢量和逆变2的有效矢量和零矢量进行有效的组合，使其在不平衡负载的条件下，输出对称的三相输出电压。在一个周期内，根据图3逆变1和逆变2对应的开关顺序能够得到逆变1三相桥臂对O点的电压和逆变2三相桥臂对O点的电压。
[0055]
[0056]
[0057] 将公式(7)-(8)带入(9)-(10)能够得到：
[0058]
[0059]
[0060] 式中αo1＝ωo1t、αo2＝ωo2t。
[0061] 逆变1的三相桥臂输出电压减去逆变1的参考三相电压得：
[0062]
[0063] 逆变2的三相桥臂输出电压减去逆变1的参考三相电压得：
[0064]
[0065] 由公式(13)-(14)可得：
[0066] urZA1＝urZB1＝urZC1＝urZ1 (15)
[0067] urZA2＝urZB2＝urZC2＝urZ2 (16)
[0068] 同样也能够根据上面的分析步骤，计算出参考电压矢量在其他5个扇区内的urZA1、urZB1、urZC1和urZA2、urZB2、urZC2，且能够得到与(15)-(16)一样的结论。
[0069] 公式(15)-(16)说明由空间电压矢量调制的两组逆变三相桥臂的输出电压中除参考电压外，还含有零序电压。零序分量urZ1和urZ2能够分别根据两组逆变器参考电压矢量的幅值及其所在扇区和夹角确定。
[0070] 从以上的分析可知，三相输出电压并不是只有基波正序电压，而且还含有零序分量。当负载为三相平衡负载时，中性点的电位就等于该零序电压，所以负载电压还是三相对称
正弦波；当负载为三相不平衡负载时，中性点的电位就不再是该零序电压了，负载电压变成三相不对称电压。
[0071] 由于不平衡负载下四桥臂双输出逆变器N相桥臂直接连接到负载的中性点，所以能够对负载的中性点电压uN1O和uN2O进行控制，把式(13)-(14)带入(1)-(2)得：
[0072]
[0073]
[0074] 由式(17)-(18)可见只要控制N相桥臂的输出电压uN1O和uN2O在一个开关周期内的平均值为零序分量urZ1和urZ2，那么不管负载为平衡、不平衡或非线性负载，都能够使得输出电压为参考三相对称电压。
[0075] 以逆变1输出参考电压位于第I扇区为例，逆变1作用时，对应的N相桥臂的上开关占空比为dN1,那么中开关的占空比为0.5-dN1。那么N相桥臂的输出电压uN1O的平均值如公式所示：
[0076]
[0077] 当uN1O等于urZ1时，能够求得逆变1对应的N相桥臂的上开关开通的占空比：
[0078]
[0079] 假设逆变2作用时，对应的N相桥臂的中开关的占空比为dN2,那么下开关的占空比为0.5-dN2。那么N相桥臂的输出电压uN2O的平均值如公式所示：
[0080]
[0081] 当uN2O等于urZ2时，能够求得逆变2对应的N相桥臂的中开关开通的占空比：
[0082]
[0083] 为了更好说明四桥臂双输出逆变器的载波PWM调制方法，所以将逆变器的前三相桥臂中的A相桥臂以及N相桥臂开关的驱动信号重新绘制如图4所示。
[0084] 载波PWM调制方法是将调制波与高频载波进行比较，产生开关的驱动信号。将根据
空间矢量脉冲宽度调制原理所求得逆变1、逆变2和N相桥臂的占空比，与三角载波相结合，计算出调制波，进而与载波信号相比较，来产生逆变器功率开关的PWM
控制信号。
[0085] 图4中，载波是周期为Ts，幅值为-1和1的等腰三角波，其表达式为：
[0086]
[0087] 逆变器前三相桥臂以A相桥臂为例，tAU为A相桥臂上开关调制波作用时间，其表达式为：
[0088]
[0089] 将tAU带入公式(23)可求得A相桥臂上开关的调制波为：
[0090]
[0091] tAL为A相桥臂下开关调制波作用时间，其表达式为：
[0092]
[0093] 将tAL带入公式(23)可求得A相桥臂下开关的调制波为：
[0094]
[0095] 式中，uoffset1、uoffset2分别为逆变1偏移电压和逆变2偏移电压；其表达式为：
[0096]
[0097]
[0098] 从图4中能够看出N相桥臂的开关状态在半个
采样周期切换两次，所以N相的开关信号需要由两个信号来合成，通过分析可知，SNU、SNL可分别由SN1、SN2和SN2、SN3经过同或逻辑运算得到，其表达式如下：
[0099]
[0100]
[0101] 式中，SNU、SNL分别为逆变器N相桥臂上开关和下开关的开关函数。
[0102] 由图3和图4，能够看出tN1、tN2、tN3的表达式如下：
[0103]
[0104] 将公式(32)带入公式(23)得N相桥臂调制波的表达式如下：
[0105]
[0106] 将A相桥臂调制波uAU、uAL和N相桥臂调制波uN1、uN2、uN3分别与三角载波ut相比较，能够分别得到A相桥臂和N相桥臂的上开关和下开关的驱动信号。
[0107] 由于每相桥臂有且只有两个开关导通，所以每相桥臂的中开关驱动信号能够通过上开关和下开关的驱动信号经过异或逻辑运算得到，其表达式如下：
[0108]
[0109] 其中，X∈{A,B,C,N}
[0110] 以相同的方法，能够推导出各桥臂在不同扇区组合下调制波的大小，且与式(25)、(27)和(33)结构相似。
[0111] 为了说明本发明调制方法的有效性，用Matlab
软件做了仿真。仿真参数如下：输入电压幅值200V，频率50Hz；设定逆变1三相输出电压幅值为50V，频率为100Hz；设定逆变2三相输出相电压幅值为60V，频率为50Hz；逆变1的三相负载
电阻为16Ω、18Ω、20Ω，电感均为12mH；逆变2的三相负载电阻为16Ω、18Ω、20Ω，电感均为12mH。仿真波形如图4和图5所示。
[0112] 图5中，逆变1三相负载不平衡时，逆变1输出三相负载电压为三相对称正弦波；由于三相负载各不相同，三相负载输出电流为不对称的正弦波。
[0113] 图6中，逆变2三相负载不平衡时，逆变2输出三相负载电压为三相对称正弦波；由于三相负载各不相同，三相负载输出电流为不对称的正弦波。
[0114] 由以上仿真结果可知，在不平衡负载下，本发明的调制方法能保证双输出逆变器能够输出两组对称的正弦电压。
[0115] 尽管上面结合附图对本发明进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述具体实施方式是示意性的，而非限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离发明宗旨的情况下，还能够做出其它形式，这些均属于本发明的保护之内。
