技术领域
[0001] 本
发明涉及无线通信技术，尤其涉及一种信道化的方法、装置及计算机存储介质。
背景技术
[0002] 无线通信技术领域中，
信号的下变频技术是接收信号从射频到基带转换过程中必不可少的一项技术。信号的下变频处理可以针对单路信号进行下变频处理，也可以针对多路信号进行下变频处理；对于以上两种下变频处理技术来说，针对单路信号进行下变频处理，其过程较为简单；而针对多路信号进行下变频处理，其过程相对复杂。尤其对于目前短波快速选频建链系统来说，需要实时获知短波全频段是否有可用
频率，因此就需要对短波全频段进行实时监测。在这样的要求下，利用单路信号的下变频处理技术就很难实现；因此，目前常规方案是采用多相滤波信道化的方法进行多路信号的下变频信道化输出。目前常规方案中，通常是直接对短波
射频信号进行多相滤波信道化处理，而该处理方案在实际工程应用中，需要大量的
滤波器进行实现，因此，直接对短波射频信号进行多相滤波信道化处理所要用的
滤波器组在实际工程应用中难以实现。
发明内容
[0003] 有鉴于此，本发明
实施例期望提供一种信道化的方法、装置及计算机存储介质；不仅能够降低运算量，克服了常规技术中直接进行短波全频段多相滤波信道化所造成的滤波器设计无法实现的问题，而且缩短了短波全频段的扫描时间，提高了短波选频建链的速度。
[0004] 本发明的技术方案是这样实现的：
[0005] 第一方面，本发明实施例提供了一种信道化的方法，所述方法包括：
[0006] 针对短波频段进行全波段
采样后，基于设定的短波全频段划分策略将采样数据划分为至少一个信道组；
[0007] 基于每个信道组对应的中心频率，针对每个信道组对应的采样数据进行
频谱搬移，获得搬移后的数据；
[0008] 利用设定的多级级联的
抽取滤波器对每个信道组搬移后的数据进行抽取滤波以降低
采样频率，获得每个信道组对应的抽取滤
波数据；
[0009] 针对每个信道组对应的抽取滤波数据通过设定的多相滤波策略进行多相滤波后，针对每个信道组并行输出每个信道组对应的信道化输出数据；
[0010] 将每个信道组对应的信道化输出数据按照设定的选择策略进行选择输出，获得每个信道组对应的有效的信道化输出数据。
[0011] 第二方面，本发明实施例提供了一种信道化的装置，所述装置包括：采样部分、主
控制器、搬移部分、抽取滤波器、多相滤波器以及选择输出部分；其中，
[0012] 所述采样部分，配置为针对短波频段进行全波段采样后，基于设定的短波全频段划分策略将采样数据划分为至少一个信道组；
[0013] 所述
主控制器，配置为按照设定的扫描驻留时间对所有信道组中的每个信道组依次进行扫描切换，并在每个信道组的驻留时触发搬移部分；
[0014] 所述搬移部分，配置为基于每个信道组对应的中心频率，针对每个信道组对应的采样数据进行频谱搬移，获得搬移后的数据；
[0015] 所述抽取滤波器，配置为利用设定的多级级联的抽取滤波器对每个信道组搬移后的数据进行抽取滤波以降低采样频率，获得每个信道组对应的抽取滤波数据；
[0016] 所述多相滤波器，配置为针对每个信道组对应的抽取滤波数据通过设定的多相滤波策略进行多相滤波后，针对每个信道组并行输出每个信道组对应的信道化输出数据；
[0017] 所述选择输出部分，配置为将每个信道组对应的信道化输出数据按照设定的选择策略进行选择输出，获得每个信道组对应的有效的信道化输出数据。
[0018] 第三方面，本发明实施例提供了一种计算机存储介质，其特征在于，所述计算机存储介质存储有信道化的程序，所述信道化的程序被至少一个处理器执行时实现第一方面所述信道化的方法步骤。
[0019] 本发明实施例提供了一种信道化的方法、装置及计算机存储介质；首先，用于进行信道化处理的数据来源于对短波频段的全波段采样，从而适应于
软件无线电结构的思想，与传统的短波中频接收机相比，模拟
电路更少，软件化的程度更高，更新换代更容易，适用性更强，克服了常规技术中对于短波中频接收机的模拟前端设计难，升级更新难的问题；其次，通过多级级联的高效滤波器进行抽取滤波，大大降低了采样率，从而降低了后续进行多相滤波时，对于FIR滤波器设计的要求，克服了常规技术中直接进行短波全频段多相滤波信道化所造成的滤波器设计无法实现的问题，使得本发明实施例的技术方案更符合工程实践需要，更切合实际的解决了短波全频段信道化输出的问题；接着，通过多相滤波信道化能够并行输出多相数据，与传统的短波接收机相比，增加了信道化个数，从而降低了对短波全频段扫描一周所需的时间，更有利于短波快速选频建链，克服了常规技术中对短波全频段扫描探测速度慢的问题，使得本发明实施例的技术方案可以快速扫描短波全频段，从而提高了短波选频建链的速度。
附图说明
[0020] 图1为本发明实施例提供的一种信道化的方法流程示意图；
[0021] 图2为本发明实施例提供的一种512相滤波的信道化结构示意图；
[0022] 图3为本发明实施例提供的一种仿真效果示意图；
[0023] 图4为本发明实施例提供的一种信道化的装置组成示意图；
[0024] 图5为本发明实施例提供的另一种信道化的装置组成示意图。
具体实施方式
[0025] 下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
[0026] 参见图1，其示出了本发明实施例提供的一种信道化的方法，该方法可以应用于短波无线通信系统中的接收端，该方法可以包括：
[0027] S101：针对短波频段进行全波段采样后，基于设定的短波全频段划分策略将采样数据划分为至少一个信道组；
[0028] S102：基于每个信道组对应的中心频率，针对每个信道组对应的采样数据进行频谱搬移，获得搬移后的数据；
[0029] S103：利用设定的多级级联的抽取滤波器对每个信道组搬移后的数据进行抽取滤波以降低采样频率，获得每个信道组对应的抽取滤波数据；
[0030] S104：针对每个信道组对应的抽取滤波数据通过设定的多相滤波策略进行多相滤波后，针对每个信道组并行输出每个信道组对应的信道化输出数据；
[0031] S105：将每个信道组对应的信道化输出数据按照设定的选择策略进行选择输出，获得每个信道组对应的有效的信道化输出数据。
[0032] 对于图1所示的技术方案，S101所述对短波频段进行全波段采样，而通常短波频段为1.5MHz-30MHz，基于奈奎斯特采样定理，在本发明实施例中，所述针对短波频段进行全波段采样，包括：
[0033] 设定采样频率为73.728MHz，通过模拟/数字(A/D，Analog to Digital)转换直接对短波频段进行全波段采样，获得采样数据。
[0034] 可以理解地，由于对
模拟信号进行直接数字化，符合软件无线电结构的思想，与传统的短波中频接收机相比，模拟电路更少，软件化的程度更高，更新换代更容易，适用性更强，克服了常规技术中对于短波中频接收机的模拟前端设计难，升级更新难的问题；
[0035] 对于图1所示的技术方案，在一种可能的实现方式中，基于设定的短波全频段划分策略将采样数据划分为至少一个信道组，包括：
[0036] 根据短波频段由低到高，按照频段间隔为1.08MHz将采样数据依次划分为27个信道组。
[0037] 本发明实施例在具体实现过程中，按照频段间隔为1.08MHz将短波全频段的采样数据划分之后，可以得到27个信道组，这些信道组对应的频段由低至高依次为1.60MHz-2.68MHz、2.68MHz-3.76MHz、3.76MHz-4.84MHz、4.84MHz-5.92MHz、5.92MHz-7.00MHz、
7.00MHz-8.08MHz、8.08MHz-9.16MHz、9.16MHz-10.24MHz、10.24MHz-11.32MHz、11.32MHz-
12.40MHz、12.40MHz-13.48MHz、13.48MHz-14.56MHz、14.56MHz-15.64MHz、15.64MHz-
16.72MHz、16.72MHz-17.80MHz、17.80MHz-18.88MHz、18.88MHz-19.96MHz、19.96MHz-
21.04MHz、21.04MHz-22.12MHz、22.12MHz-23.20MHz、23.20MHz-24.28MHz、24.28MHz-
25.36MHz、25.36MHz-26.44MHz、26.44MHz-27.52MHz、27.52MHz-28.60MHz、28.60MHz-
29.68MHz以及29.68MHz-30.00MHz。在信道组划分完毕后，可以针对每个信道组进行后续处理，在具体实现时，可以对以上信道组进行编号，具体编号为信道组0、信道组1、信道组
2、……、信道组26；随后，主控制器可以通过多通道缓冲串行口(McBSP，Multichannel Buffered Serial Port)协议依次对上述27个信道组进行扫描切换，从而实现了短波频段的全波段扫描。在每个信道组的扫描驻留时间为100毫秒ms，从而扫描完成整个短波频段所需时间为2.7秒。
[0038] 基于上述实现方式，优选地，所述基于每个信道组对应的中心频率，针对每个信道组对应的采样数据进行频谱搬移，获得搬移后的数据，包括：
[0039] 针对划分得到的27个信道组，依次按照2.14MHz，3.22MHz，4.3MHz，5.38MHz，6.46MHz，7.54MHz，8.62MHz，9.7MHz，10.78MHz，11.86MHz，12.94MHz，14.02MHz，15.1MHz，
16.18MHz，17.26MHz，18.34MHz，19.42MHz，20.5MHz，21.58MHz，22.66MHz，23.74MHz，
24.82MHz，25.9MHz，26.98MHz，28.06MHz，29.14MHz，30.22MHz的频率将各信道组的采样数据搬移到基带。
[0040] 举例来说，当主控制器切换至第11个信道组，即信号组10，该信道组的
频率范围为12.40MHz-13.48MHz，因此，将进行搬移的频率设置为12.94MHz,从而就能够信道组10的频谱搬移到中心频率为0Hz的基带上。
[0041] 对于图1所示的技术方案，在一种可能的实现方式中，所述利用设定的抽取滤波器对每个信道组搬移后的数据进行抽取滤波以降低采样频率，获得每个信道组对应的抽取滤波数据，可以包括：
[0042] 利用多阶的级联积分梳状(CIC，Cascade Integrator Comb)滤波器对每个信道组搬移后的数据进行抽取滤波，获得每个信道组对应的初步抽取滤波数据；
[0043] 利用多阶半带(HB，Half-band)滤波器对每个信道组对应的初步抽取滤波数据进行抽取滤波，获得每个信道组对应的抽取滤波数据。
[0044] 需要说明的是，在针对每个信道组通过S102所述的频谱搬移过程以后，就需要对每个信道组进行信道化输出，由于此时的采样频率仍旧较高，如果直接进行信道带宽为3KHz的信道化滤波，滤波器很难实现，因此，本发明实施例采用多级滤波器的级联结构来降低采样频率。
[0045] 优选地，由于CIC滤波器没有乘法运算，只有加法运算，所以本发明实施例将多级CIC滤波器作为采样率较高的第一级滤波器；与此同时，采用CIC滤波器的计算量也不大，在考虑
阻带衰减和过渡带波纹的情况下，本发明实施例采用3阶CIC滤波器以实现对每个信道组搬移后的数据进行6倍的抽取滤波，从而获得每个信道组对应的初步抽取滤波数据传输到下一级的多阶HB滤波器进行进一步地抽取滤波。具体来说，采用3阶CIC滤波器结构实现6倍的抽取后，采样频率可以从S101中所述的73.728MHz降低为12.288MHz。
[0046] 接着，由于HB滤波器所需乘法数量是相同滤波器系数的FIR滤波器的一半，因此，本发明实施例将多级CIC滤波器作为采样率下降后的第二级滤波器。在本发明实施例中，同样设计为级联的3阶HB滤波器对CIC滤波器输出的初步抽取数据进行8倍的抽取滤波，每阶HB滤波器对应的传输系数tw＝0.28，阻带衰减ast＝60dB。那么针对采样频率为12.288MHz的初步抽取数据来说，经过第一个HB滤波器之后采样频率变为6.144MHz，再依次经过相同的两个HB滤波器之后，采样频率就可以从6.144MHz降低为1.536MHz，此时所得到的抽取滤波数据就已经适合进行多相滤波信道化处理了。
[0047] 可以理解地，与传统的有限长单位冲激响应(FIR，Finite Impulse Response)滤波器相比，由于CIC滤波器不需要乘法器，HB滤波器所需乘法数量是相同滤波器系数的FIR滤波器的一半，因此，采用本发明实施例所阐述的多级级联的高效滤波器可以大大降低运算量。克服了常规技术中直接进行短波全频段多相滤波信道化所存在的滤波器设计无法实现的问题，使得本发明实施例的技术方案更符合工程实践需要，更切合实际的解决了短波全频段信道化输出的问题。
[0048] 对于上述技术方案，在获取每个信道组对应的抽取滤波数据之后，就需要开始进行多相滤波信道化的处理，在一种可能的实现方式中，对于S104所述的针对每个信道组对应的抽取滤波数据通过设定的多相滤波策略进行多相滤波后，针对每个信道组并行输出每个信道组对应的信道化输出数据，可以包括：
[0049] 针对每个信道组对应的抽取滤波数据按照信道带宽为3KHz，512相进行并行的信道化输出，获得每个信道组对应的512路多相滤波信道化输出数据。
[0050] 对于上述实现方式，由于前述HB滤波器输出的抽取滤波数据的采样频率降低为1.536MHz，而多相滤波信道化处理所期望输出的信道带宽为3KHz，因此，就需要进行512相的信道化输出，此时优选采用FIR滤波器，该FIR滤波器
通带宽度为3KHz，为方便512个多相滤波器的划分，FIR滤波器的总阶数设置为5120，因此，512个多相滤波器中，每个多相滤波器的阶数均为10阶。参见图2，对于HB滤波器输出的抽取滤波数据s(n)来说，首先经过延迟处理，输出512个并行数据，每一个数据的延迟分别为0个时钟周期，1个时钟周期，2个时钟周期，…，511个时钟周期；然后，对延迟输出的512个并行数据分别进行512倍的抽取，然后依次乘以(-1)m，其中m表示抽取以后的第m个点，此时所得到的512个并行数据分别经过512个多相滤波器，该多相滤波器优选为阶数是5120的FIR滤波器的多相结构，滤波处理以后的
512路数据，再分别乘 其中D等于512；接着，将得到的
512路并行数据进行512点的并行快速傅里叶变换(FFT，Fast Fourier Transformation)后即完成S104所描述的多相滤波信道化处理，此时得到的512组并行数据即是将1.536MHz带宽进行3KHz信道化输出的信号，需要说明的是，上述滤波器结构所处理的是复信号，因此输出的512路的3KHz的信道化数据也是复信号。例如，对于第0个信道组，信道划分为1.60MHz-
2.68MHz，信道带宽为1.08MHz,即360个3KHz的信道。根据以上频谱搬移的中心频率设置和级联滤波器结构，以及512相的多相滤波结构，可以发现，多相滤波输出的信道带宽为
1.372MHz-2.908MHz，即带宽为1.536MHz。相对于所需要的360路有效数据，512路数据只有中部的360路(77路-436路)数据是有效的。
[0051] 基于此，优选来说，所述将每个信道组对应的信道化输出数据按照设定的选择策略进行选择输出，获得每个信道组对应的有效的信道化输出数据，包括：
[0052] 针对每个信道组对应的512路多相滤波信道化输出数据进行选择，将所述512路数据中部的360路数据作为每个信道组对应的有效的信道化输出数据。
[0053] 举例来说，对于第0个信道组，频率为1.60MHz-2.68MHz，512相多相滤波信道化输出数据，即512点FFT输出数据，其对应关系为：1.60MHz-1.603MHz为第0路对应512点FFT输出的第436点，1.603MHz-1.606MHz为第1路对应512点FFT输出的第435点，依次类推，2.677MHz-2.68MHz为第359路对应512点FFT输出的第77点。从而可以将多相滤波信道化输出的512路数据中部(77路-436路)的360路数据作为第0个信道组对应的有效的信道化输出数据
[0054] 对于上述技术方案，首先，用于进行信道化处理的数据来源于对短波频段的全波段采样，从而适应于软件无线电结构的思想，与传统的短波中频接收机相比，模拟电路更少，软件化的程度更高，更新换代更容易，适用性更强，克服了常规技术中对于短波中频接收机的模拟前端设计难，升级更新难的问题；其次，通过多级级联的高效滤波器进行抽取滤波，大大降低了采样率，从而降低了后续进行多相滤波时，对于FIR滤波器设计的要求，克服了常规技术中直接进行短波全频段多相滤波信道化所造成的滤波器设计无法实现的问题，使得本发明实施例的技术方案更符合工程实践需要，更切合实际的解决了短波全频段信道化输出的问题；接着，通过多相滤波信道化能够并行输出多相数据，与传统的短波接收机相比，增加了信道化个数，从而降低了对短波全频段扫描一周所需的时间，更有利于短波快速选频建链，克服了常规技术中对短波全频段扫描探测速度慢的问题，使得本发明实施例的技术方案可以快速扫描短波全频段，从而提高了短波选频建链的速度。
[0055] 针对上述技术方案，本发明实施例通过具体的仿真环境对上述技术方案的技术性能及效果进行进一步的阐述。具体的仿真条件如下：
[0056] 将短波通信中的同步前导序列作为发送信号，载波设置为1.603MHz，即短波射频频段。使用前述实施例的技术方案对该射频信号进行信道化输出，利用同步前导序列的自相关特性，对信道化
输出信号做自相关，观察该信道是否含有同步前导序列。
[0057] 对于上述仿真条件及参数进行仿真结果如下：
[0058] 按照前述实施例的技术方案对输入的射频采样信号进行信道化输出，对512点FFT输出的第435点数据流做自相关运算，参见图3所示，横坐标表示自相关的点数，纵坐标表示自相关的峰值，由图3可以明显地看出自相关峰值，该自相关峰值即表示第435路输出数据含有同步前导序列，第435点FFT输出对应360路信道化选择输出的第1路，说明了前述实施例的技术方案能够很好的对短波射频信号进行信道化输出。
[0059] 基于前述实施例相同的发明构思，参见图4，其示出了本发明实施例提供的一种信道化的装置40，所述装置40包括：采样部分401、主控制器402、搬移部分403、抽取滤波器404、多相滤波器405以及选择输出部分406；其中，
[0060] 所述采样部分401，配置为针对短波频段进行全波段采样后，基于设定的短波全频段划分策略将采样数据划分为至少一个信道组；
[0061] 所述主控制器402，配置为按照设定的扫描驻留时间对所有信道组中的每个信道组依次进行扫描切换，并在每个信道组的驻留时触发搬移部分403；
[0062] 所述搬移部分403，配置为基于每个信道组对应的中心频率，针对每个信道组对应的采样数据进行频谱搬移，获得搬移后的数据；
[0063] 所述抽取滤波器404，配置为利用设定的多级级联的抽取滤波器404对每个信道组搬移后的数据进行抽取滤波以降低采样频率，获得每个信道组对应的抽取滤波数据；
[0064] 所述多相滤波器405，配置为针对每个信道组对应的抽取滤波数据通过设定的多相滤波策略进行多相滤波后，针对每个信道组并行输出每个信道组对应的信道化输出数据；
[0065] 所述选择输出部分406，配置为将每个信道组对应的信道化输出数据按照设定的选择策略进行选择输出，获得每个信道组对应的有效的信道化输出数据在上述方案中，所述采样部分401，配置为：
[0066] 设定采样频率为73.728MHz，通过模拟/数字A/D转换直接对短波频段进行全波段采样，获得采样数据。
[0067] 在上述方案中，所述采样部分401，配置为：
[0068] 根据短波频段由低到高，按照频段间隔为1.08MHz将采样数据依次划分为27个信道组。
[0069] 在上述方案中，所述搬移部分403，配置为：
[0070] 针对划分得到的27个信道组，依次按照2.14MHz，3.22MHz，4.3MHz，5.38MHz，6.46MHz，7.54MHz，8.62MHz，9.7MHz，10.78MHz，11.86MHz，12.94MHz，14.02MHz，15.1MHz，
16.18MHz，17.26MHz，18.34MHz，19.42MHz，20.5MHz，21.58MHz，22.66MHz，23.74MHz，
24.82MHz，25.9MHz，26.98MHz，28.06MHz，29.14MHz，30.22MHz的频率将各信道组的采样数据搬移到基带。
[0071] 在上述方案中，参见图5，所述抽取滤波器404包括：多阶CIC滤波器4041和多阶HB滤波器；其中，所述多阶CIC滤波器4041，配置为对每个信道组搬移后的数据进行抽取滤波，获得每个信道组对应的初步抽取滤波数据；
[0072] 所述多阶HB滤波器4042，配置为对每个信道组对应的初步抽取滤波数据进行抽取滤波，获得每个信道组对应的抽取滤波数据。
[0073] 在上述方案中，所述多阶CIC滤波器4041，具体配置为：
[0074] 采用3阶CIC滤波器对每个信道组搬移后的数据进行6倍的抽取滤波，获得每个信道组对应的初步抽取滤波数据；
[0075] 相应地，所述多阶HB滤波器4042，具体配置为：采用级联的3阶HB滤波器对所述CIC滤波器输出的初步抽取数据进行8倍的抽取滤波，获得每个信道组对应的抽取滤波数据；其中，每阶HB滤波器对应的传输系数tw＝0.28，阻带衰减ast＝60dB。
[0076] 在上述方案中，所述多相滤波器405，配置为：
[0077] 针对每个信道组对应的抽取滤波数据按照信道带宽为3KHz，512相进行并行的信道化输出，获得每个信道组对应的512路多相滤波信道化输出数据。
[0078] 在上述方案中，所述选择输出部分406，配置为：
[0079] 针对每个信道组对应的512路多相滤波信道化输出数据进行选择，将所述512路数据中部的360路数据作为每个信道组对应的有效的信道化输出数据。
[0080] 可以理解地，在本实施例中，“部分”可以是部分电路、部分处理器、部分程序或软件等等，当然也可以是单元，还可以是模
块也可以是非模块化的。
[0081] 另外，在本实施例中的各组成部分可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用
硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。
[0082] 所述集成的单元如果以软件功能模块的形式实现并非作为独立的产品进行销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中，基于这样的理解，本实施例的技术方案本质上或者说对
现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，
服务器，或者网络设备等)或processor(处理器)执行本实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动
硬盘、只读
存储器(ROM，Read Only Memory)、
随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
[0083] 因此，本实施例提供了一种计算机存储介质，所述计算机存储介质存储有信道化的程序，所述信道化的程序被至少一个处理器执行时实现上述技术方案中所述信道化的方法步骤。
[0084] 需要说明的是：本发明实施例所记载的技术方案之间，在不冲突的情况下，可以任意组合。
[0085] 以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉
本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述
权利要求的保护范围为准。
