技术领域
[0001] 本
发明涉及到电
力电子技术领域，尤其涉及到一种辅助谐振极有源钳位三电平
软开关逆变电路及其调制方法。
背景技术
[0002] 随着电力电子技术的不断发展，逆变器的功率
密度越来越高，人们对高频化、小型化、轻量化的大功率逆变器的需求也越来越高。随着开关
频率的提高，常规的脉冲宽度调制技术会面临许多问题，一方面会带来开关管的
开关损耗增加，另一方面，系统会对外产生
电磁干扰(EMI)。
[0003] 为克服上述问题，从20世纪80年代以来，软开关技术得到了深入的研究，各种拓扑结构、调制策略不断发展。软开关技术是利用谐振原理，在
电压或
电流谐振到零时执行开关动作，降低开关管开通关断时的电压电流交叠区。软开关逆变器拓扑主要分为直流侧型和交流侧型两大类，直流侧软开关逆变器的辅助
谐振电路是
串联在直流
母线上，交流侧软开关分为零电压转换型和零电流转换型。其中属于零电压转换型的辅助谐振变换极软开关逆变器以其独立的控制和可靠的性能更好的应用于大功率场合。
[0004] 多电平变流器与两电平变流器相比有许多优点，目前有源钳位三电平变流器应用比较广泛，如何进一步减少其开关损耗、降低电磁干扰、提高功率密度是研究的热点。中国发明
专利(CN200910023828.8)于2011年9月21日公开的《有源中点电压钳位的三电平零电流转换软开关变流器》，通过增加零电流转换软开关电路实现开关管的
零电流关断，降低开关管损耗，但该电路存在以下的不足：
[0005] 1、为了进一步提高开关频率而使用
碳化
硅等宽禁带
半导体器件多为功率
场效应晶体管(MOSFET)，由于MOSFET的输出电容造成的开通损耗很大，更适用于用零电压转换；
[0006] 2、该电路开关管的开通电流以谐振电流的速率上升，开通损耗较大；
[0007] 3、电路在换流过程中谐振回路发生了四次变化，增加了谐振回路的损耗并且降低了电路运行的可靠性。
[0008] 中国发明专利(CN201810448352.1)于2018年9月21日公开的《新型双辅助谐振极型三相软开关逆变电路及其调制方法》通过增加双辅助谐振换流电路实现开关管的
零电压开关，降低开关管损耗，并能降低逆变电路耦合谐振带来的系统震荡，
输出电压变化率可控，但该电路存在以下的不足：
[0009] 1、增加的双辅助谐振换流电路所用器件较多，增加了
硬件成本；
[0010] 2、辅助开关管较多，增加了辅助开关管的调制方法的难度；
[0011] 3、该逆变电路是针对两电平电路而言，难以运用到三电平电路中。
发明内容
[0012] 针对上述已有技术存在的不足，本发明的目的在于提供一种高效率结构简单的辅助谐振变换极有源钳位三电平软开关逆变电路及调制方法。
[0013] 为了达到上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现。
[0014] 本发明提供了一种辅助谐振极有源钳位三电平软开关逆变电路，包括有源钳位主逆变电路、辅助谐振换流电路、滤波电路和负载R；
[0015] 所述有源钳位主逆变电路包括直流正母线P、直流负母线N、
直流母线中点O、六个带反并联
二极管的开关管和两个相同的
支撑电容；六个带反并联二极管的开关管分别记为开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5和开关管S6，六个反并联二极管分别记为二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6，两个支撑电容分别记为支撑电容C1和支撑电容C2，其中，直流母线电压记为Vdc,支撑电容C1连接在直流正母线P与直流母线中点O之间，支撑电容C2连接在直流母线中点O与直流负母线N之间；开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4顺序串联，开关管S1的输入端接直流正母线P，开关管S1的输出端接开关管S2的输入端，开关管S2的输出端接开关管S3的输入端，开关管S3的输出端接开关管S4的输入端，开关管S4的输出端接直流负母线N；开关管S5的输入端接开关管S1的输出端，开关管S5的输出端接直流母线中点O；开关管S6的输入端接直流母线中点O，开关管S6的输出端接开关管S3的输出端；
[0016] 所述辅助谐振换流电路包括两个带反并联二极管的辅助开关管、两个谐振电容和一个谐振电感Lr,两个带反并联二极管的辅助开关管分别记为辅助开关管Sa1和辅助开关管Sa2，两个反并联二极管分别记为辅助二极管Da1和辅助二极管Da2，两个谐振电容分别记为谐振电容Cr1和谐振电容Cr2，其中，辅助开关管Sa1的输出端接辅助开关管Sa2的输出端，辅助开关管Sa2的输入端接谐振电感Lr；谐振电容Cr1与有源钳位主逆变电路的开关管S2并联，谐振电容Cr2与有源钳位主逆变电路的开关管S3并联；
[0017] 所述滤波电路为LC滤波电路，由滤波电感L和滤波电容C串联而成，谐振电感Lr、辅助开关管Sa1和辅助开关管Sa2顺序串联后，再与LC滤波电路中滤波电感L并联，滤波电容C与负载R并联。
[0018] 本发明还提供了前述的一种辅助谐振极有源钳位三电平软开关逆变电路的调制方法，辅助谐振极有源钳位三电平软开关逆变电路中的开关管采用以下方式工作：
[0019] (1)有源钳位主逆变电路中的六个开关管按照以下方式工作：
[0020] 开关管S1、开关管S4、开关管S5、开关管S6工频动作，开关管S2和开关管S3高频互补导通；
[0021] 当开关管S1、开关管S2、开关管S6处于导通状态，开关管S3、开关管S4、开关管S5处于关断状态时，桥臂侧输出正电平；
[0022] 当开关管S1、开关管S3、开关管S6处于导通状态，开关管S2、开关管S4、开关管S5处于关断状态时，桥臂侧输出零电平；
[0023] 当开关管S3、开关管S4、开关管S5处于导通状态，开关管S1、开关管S2、开关管S6处于关断状态时，桥臂侧输出负电平；
[0024] 当开关管S2、开关管S4、开关管S5处于导通状态，开关管S1、开关管S3、开关管S6处于关断状态时，桥臂侧输出零电平；
[0025] 所述开关管S2和开关管S3高频互补导通，指的是开关管S2、开关管S3按照正弦
脉宽调制互补导通，开关管S2的开通时刻比开关管S3的关断时刻延时一个死区时间td,开关S3的开通时刻比开关管S2的关断时刻延时一个死区时间td；
[0026] (2)辅助谐振换流电路中的两个辅助开关管按照以下方式工作：
[0027] 记滤波电容C上电压为滤波电容电压Vo，记滤波电感L上电流为滤波电感电流IL；
[0028] 在滤波电容电压Vo为正、滤波电感电流IL为正、桥臂侧输出在零电平和正电平转换时，辅助开关管Sa1的开通时刻比开关管S3的关断时刻提前，提前时间为td1,辅助开关管Sa1的关断时刻比开关管S2的开通时刻延时，延时时间为td2，辅助开关管Sa2恒关断；
[0029] 在滤波电容电压Vo为负、滤波电感电流IL为负、桥臂侧输出在零电平和负电平转换时，辅助开关管Sa2的开通时刻比开关管S2的关断时刻提前，提前时间为td1,辅助开关管Sa2的关断时刻比开关管S3的开通时刻延时，延时时间为td2，辅助开关管Sa1恒关断；
[0030] 所述提前时间td1和延时时间td2分别满足以下条件：
[0031]
[0032]
[0033] 其中，Lr是谐振电感值，Vdc是直流母线电压，ich是谐振电感Lr处最大充电电流值，记为充电电流ich。
[0034] 由上述技术方案可知，与
现有技术相比，本发明具有以下优势：
[0035] 1)本发明提供的辅助谐振极有源钳位三电平软开关逆变电路，增加的辅助开关管和辅助谐振电感电容数量少，结构简单。
[0036] 2)本发明增加的辅助开关管的调制策略简单，实现主开关管的零电压开关，辅助开关管的
零电流开关。
[0037] 3)本发明提供的辅助谐振极有源钳位三电平软开关逆变电路及调制方法适用于大功率高频高压逆变电路，有效减小开关损耗降低电磁干扰。
附图说明
[0038] 图1为本发明辅助谐振极有源钳位三电平软开关逆变电路图。
[0039] 图2为本发明
实施例提供的有源钳位主逆变电路及辅助谐振换流电路在滤波电容电压Vo为正、滤波电感电流IL为正，桥臂侧输出在零电平和正电平转换时各个开关管驱动状态及辅助谐振电感电流、谐振电容电压工作
波形。
[0040] 图3为在滤波电容电压Vo为正、滤波电感电流IL为正，桥臂侧输出在零电平和正电平转换时换流阶段1示意图。
[0041] 图4为在滤波电容电压Vo为正、滤波电感电流IL为正，桥臂侧输出在零电平和正电平转换时换流阶段2示意图。
[0042] 图5为在滤波电容电压Vo为正、滤波电感电流IL为正，桥臂侧输出在零电平和正电平转换时换流阶段3示意图。
[0043] 图6为在滤波电容电压Vo为正、滤波电感电流IL为正，桥臂侧输出在零电平和正电平转换时换流阶段4示意图。
[0044] 图7为在滤波电容电压Vo为正、滤波电感电流IL为正，桥臂侧输出在零电平和正电平转换时换流阶段5示意图。
[0045] 图8为在滤波电容电压Vo为正、滤波电感电流IL为正，桥臂侧输出在零电平和正电平转换时换流阶段6示意图。
[0046] 图9为在滤波电容电压Vo为正、滤波电感电流IL为正，桥臂侧输出在零电平和正电平转换时换流阶段7示意图。
[0047] 图10为在滤波电容电压Vo为正、滤波电感电流IL为正，桥臂侧输出在零电平和正电平转换时换流阶段8示意图。
[0048] 图11为在滤波电容电压Vo为正、滤波电感电流IL为正，桥臂侧输出在零电平和正电平转换时换流阶段9示意图。
[0049] 图12为本发明实施例提供的有源钳位主逆变电路及辅助谐振换流电路在滤波电容电压Vo为负、滤波电感电流IL为负，桥臂侧输出在零电平和负电平转换时各个开关管驱动状态及辅助谐振电感电流、谐振电容电压工作波形。
[0050] 图13为在滤波电容电压Vo为负、滤波电感电流IL为负，桥臂侧输出在零电平和负电平转换时换流阶段1示意图。
[0051] 图14为在滤波电容电压Vo为负、滤波电感电流IL为负，桥臂侧输出在零电平和负电平转换时换流阶段2示意图。
[0052] 图15为在滤波电容电压Vo为负、滤波电感电流IL为负，桥臂侧输出在零电平和负电平转换时换流阶段3示意图。
[0053] 图16为在滤波电容电压Vo为负、滤波电感电流IL为负，桥臂侧输出在零电平和负电平转换时换流阶段4示意图。
[0054] 图17为在滤波电容电压Vo为负、滤波电感电流IL为负，桥臂侧输出在零电平和负电平转换时换流阶段5示意图。
[0055] 图18为在滤波电容电压Vo为负、滤波电感电流IL为负，桥臂侧输出在零电平和负电平转换时换流阶段6示意图。
[0056] 图19为在滤波电容电压Vo为负、滤波电感电流IL为负，桥臂侧输出在零电平和负电平转换时换流阶段7示意图。
[0057] 图20为在滤波电容电压Vo为负、滤波电感电流IL为负，桥臂侧输出在零电平和负电平转换时换流阶段8示意图。
[0058] 图21为在滤波电容电压Vo为负、滤波电感电流IL为负，桥臂侧输出在零电平和负电平转换时换流阶段9示意图。
具体实施方式
[0059] 为了使本发明的目的、技术方案更加清楚明白，下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。
[0060] 图1为本发明辅助谐振极有源钳位三电平软开关逆变电路图。由该图可见，本发明辅助谐振极有源钳位三电平软开关逆变电路包括有源钳位主逆变电路、辅助谐振换流电路、滤波电路和负载R。
[0061] 所述有源钳位主逆变电路包括直流正母线P、直流负母线N、直流母线中点O、六个带反并联二极管的开关管和两个相同的支撑电容；六个带反并联二极管的开关管分别记为开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5和开关管S6，六个反并联二极管分别记为二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6，两个支撑电容分别记为支撑电容C1和支撑电容C2，其中，直流母线电压记为Vdc,支撑电容C1连接在直流正母线P与直流母线中点O之间，支撑电容C2连接在直流母线中点O与直流负母线N之间；开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4顺序串联，开关管S1的输入端接直流正母线P，开关管S1的输出端接开关管S2的输入端，开关管S2的输出端接开关管S3的输入端，开关管S3的输出端接开关管S4的输入端，开关管S4的输出端接直流负母线N；开关管S5的输入端接开关管S1的输出端，开关管S5的输出端接直流母线中点O；开关管S6的输入端接直流母线中点O，开关管S6的输出端接开关管S3的输出端。
[0062] 所述辅助谐振换流电路包括两个带反并联二极管的辅助开关管、两个谐振电容和一个谐振电感Lr,两个带反并联二极管的辅助开关管分别记为辅助开关管Sa1和辅助开关管Sa2，两个反并联二极管分别记为辅助二极管Da1和辅助二极管Da2，两个谐振电容分别记为谐振电容Cr1和谐振电容Cr2，其中，辅助开关管Sa1的输出端接辅助开关管Sa2的输出端，辅助开关管Sa2的输入端接谐振电感Lr；谐振电容Cr1与有源钳位主逆变电路的开关管S2并联，谐振电容Cr2与有源钳位主逆变电路的开关管S3并联。
[0063] 所述滤波电路为LC滤波电路，由滤波电感L和滤波电容C串联而成，谐振电感Lr、辅助开关管Sa1和辅助开关管Sa2顺序串联后，再与LC滤波电路中滤波电感L并联，滤波电容C与负载R并联。
[0064] 本发明还提供了一种辅助谐振极有源钳位三电平软开关逆变电路的调制方法。在该方法中，辅助谐振极有源钳位三电平软开关逆变电路中的开关管采用以下方式工作：
[0065] (1)有源钳位主逆变电路中的六个开关管按照以下方式工作：
[0066] 开关管S1、开关管S4、开关管S5、开关管S6工频动作，开关管S2和开关管S3高频互补导通；
[0067] 当开关管S1、开关管S2、开关管S6处于导通状态，开关管S3、开关管S4、开关管S5处于关断状态时，桥臂侧输出正电平；
[0068] 当开关管S1、开关管S3、开关管S6处于导通状态，开关管S2、开关管S4、开关管S5处于关断状态时，桥臂侧输出零电平；
[0069] 当开关管S3、开关管S4、开关管S5处于导通状态，开关管S1、开关管S2、开关管S6处于关断状态时，桥臂侧输出负电平；
[0070] 当开关管S2、开关管S4、开关管S5处于导通状态，开关管S1、开关管S3、开关管S6处于关断状态时，桥臂侧输出零电平；
[0071] 所述开关管S2和开关管S3高频互补导通，指的是开关管S2、开关管S3按照正弦脉宽调制互补导通，开关管S2的开通时刻比开关管S3的关断时刻延时一个死区时间td,开关S3的开通时刻比开关管S2的关断时刻延时一个死区时间td。
[0072] (2)辅助谐振换流电路中的两个辅助开关管按照以下方式工作：
[0073] 记滤波电容C上电压为滤波电容电压Vo，记滤波电感L上电流为滤波电感电流IL；
[0074] 在滤波电容电压Vo为正、滤波电感电流IL为正、桥臂侧输出在零电平和正电平转换时，辅助开关管Sa1的开通时刻比开关管S3的关断时刻提前，提前时间为td1,辅助开关管Sa1的关断时刻比开关管S2的开通时刻延时，延时时间为td2，辅助开关管Sa2恒关断；
[0075] 在滤波电容电压Vo为负、滤波电感电流IL为负、桥臂侧输出在零电平和负电平转换时，辅助开关管Sa2的开通时刻比开关管S2的关断时刻提前，提前时间为td1,辅助开关管Sa2的关断时刻比开关管S3的开通时刻延时，延时时间为td2，辅助开关管Sa1恒关断；
[0076] 所述提前时间td1和延时时间td2分别满足以下条件：
[0077]
[0078]
[0079] 其中，Lr是谐振电感值，Vdc是直流母线电压，ich是谐振电感Lr处最大充电电流值，记为充电电流ich。
[0080] 由于一个脉冲宽度调制周期与逆变器的输出相电压周期相比很小，而接感性负载和接
电网时都可认为逆变器的输出是一个电流源特性，为了分析方便，在一个开关周期内认为滤波电感电流IL恒定不变，滤波电容电压Vo恒定不变。以滤波电容电压Vo上正下负定义为正，以滤波电感电流IL流进滤波电感定义为正。在不同负载情况下，会短时间出现下面三种情况：滤波电容电压Vo和滤波电感电流IL具有不同的极性时；滤波电容电压Vo为正、滤波电感电流IL为正，桥臂侧输出在零电平和负电平转换时；滤波电容电压Vo为负、滤波电感电流IL为负，桥臂侧输出在零电平和正电平转换，在这三种情况下，需要改变辅助开关管Sa1、辅助开关管Sa2的开关状态以获得更好的性能，为了避免这种复杂性，并且由于在这三种情况下存在的时间很短，辅助谐振换流电路在此短时间内不作用。
[0081] 下面分别针对两种情况时说明本发明电路拓扑的工作原理和调制方法。
[0082] (1)滤波电容电压Vo为正、滤波电感电流IL为正，桥臂侧输出在零电平和正电平转换。
[0083] 有源钳位主逆变电路及其辅助谐振换流电路中开关管驱动状态及辅助谐振电感电流、谐振电容电压工作波形如图2所示。在一个高频开关周期中包括九个换流阶段，九个换流阶段分别为：
[0084] 阶段1[t0～t1]：如图3所示，该阶段开关管S1、开关管S3、开关管S6处于导通状态，开关管S2、开关管S4、开关管S5、辅助开关管Sa1、辅助开关管Sa2处于关断状态，滤波电感电流IL流过开关管S6和二极管D3给负载R提供
能量；
[0085] 阶段2[t1～t2]：如图4所示，t1时刻开通辅助开关管Sa1，滤波电容电压Vo加在谐振电感Lr两端，由电感充电可知，使得流过Lr的辅助电感电流iLr线性增大，辅助电感电流iLr流过辅管开关管Sa1和辅助二极管Da2；
[0086] 阶段3[t2～t3]：如图5所示,辅助电感电流iLr被继续充电到充电电流ich，ich大于滤波电感电流IL的部分电流由开关管S3流过；
[0087] 阶段4[t3～t4]：如图6所示,t3时刻关断开关管S3，谐振电容Cr2上电压uCr2由零上升到直流母线电压Vdc的二分之一，谐振电容Cr1的电压uCr1由直流母线电压Vdc的二分之一下降到零，电流流经二极管D1、二极管D6续流，由于开关管S3关断后谐振电容Cr2充电，开关管S3的电压不会立刻上升，实现零电压关断；
[0088] 阶段5[t4～t5]：如图7所示,谐振电容Cr1上电压uCr1谐振到零，二极管D2自然导通，开关管S2上电压为零，在该阶段开通开关管S2管，实现开关管S2的零电压导通，谐振电感Lr上辅助电感电流iLr线性下降到滤波电感电流IL；
[0089] 阶段6[t5～t6]：如图8所示,辅助电感电流iLr线性放电到零，开关管S1、开关管S2上的电
流线性增加到滤波电感电流IL，谐振电感电流iLr降为零后，辅助开关管Sa1上电流为零，t6时刻后关断辅助开关管Sa1，实现零电流关断；
[0090] 阶段7[t6～t7]：如图9所示,开关管S1、开关管S2、开关管S6导通状态，开关管S3、开关管S4、开关管S5、辅助开关管Sa1、辅助开关管Sa2处于关断状态，滤波电感电流IL流过开关管S1和开关管S2给负载提供能量，达到稳态阶段；
[0091] 阶段8[t7～t8]：如图10所示,t7时刻关断开关管S2，谐振电容Cr1电压uCr1由零上升到直流母线电压Vdc的二分之一，谐振电容Cr2的电压uCr2由直流母线电压Vdc的二分之一下降到零，由于开关管S2关断后谐振电容Cr1充电，开关管S2实现零电压关断；
[0092] 阶段9[t8～t0]：如图11所示,谐振电容Cr2上电压uCr2下降到零后，二极管D3自然导通，开关管S3上电压为零，在该阶段开通开关管S3，实现开关管S3的零电压导通，滤波电感电流IL流过开关管S6和二极管D3给负载R提供能量，换流过程结束，回路回到换流前的初始阶段1。
[0093] (2)滤波电容电压Vo为负、滤波电感电流IL为负，桥臂侧输出在零电平和负电平转换。
[0094] 滤波电容电压Vo和滤波电感电流IL与定义的正方向相反，下面将这种情况下滤波电容电压表示为-Vo，滤波电感电流表示为-IL。
[0095] 有源钳位主逆变电路及其辅助谐振换流电路中开关管驱动状态及辅助谐振电感电流、谐振电容电压工作波形如图12所示。在一个高频开关周期中仍包括九个换流阶段，九个换流阶段分别为：
[0096] 阶段1[t0～t1]：如图13所示，该阶段开关管S2、开关管S4、开关管S5处于导通状态，开关管S1、开关管S3、开关管S6、辅助开关管Sa1、辅助开关管Sa2处于关断状态，滤波电感电流-IL流过二极管D2和开关管S5给负载R提供能量；
[0097] 阶段2[t1～t2]：如图14所示，t1时刻开通辅助开关管Sa2，滤波电容电压-Vo加在谐振电感Lr两端，由电感充电可知，使得流过谐振电感Lr的辅助电感电流iLr线性增大，辅助电感电流iLr流过辅管开关管Sa2和辅助二极管Da1；
[0098] 阶段3[t2～t3]：如图15所示,辅助电感电流iLr被继续充电到充电电流ich，ich大于滤波电感电流IL的部分电流由开关管S2流过；
[0099] 阶段4[t3～t4]：如图16所示,t3时刻关断开关管S2，谐振电容Cr1上电压uCr1由零上升到直流母线电压Vdc的二分之一，谐振电容Cr2的电压uCr2由直流母线电压Vdc的二分之一下降到零，电流流经二极管D4、二极管D5续流，由于开关管S2关断后谐振电容Cr1充电，开关管S2的电压不会立刻上升，实现零电压关断；
[0100] 阶段5[t4～t5]：如图17所示,谐振电容Cr2上电压uCr2谐振到零，二极管D3自然导通，开关管S3上电压为零，在该阶段开通开关管S3管，实现开关管S3的零电压导通，谐振电感Lr上辅助电感电流iLr线性下降到滤波电感电流IL；
[0101] 阶段6[t5～t6]：如图18所示,辅助电感电流iLr线性放电到零，开关管S3、开关管S4上的电流线性增加到滤波电感电流IL，谐振电感上电流降为零后，辅助开关管Sa2上电流为零，t6时刻后关断辅助开关管Sa2，实现零电流关断；
[0102] 阶段7[t6～t7]：如图19所示,开关管S3、开关管S4、开关管S5导通状态，开关管S1、开关管S2、开关管S6、辅助开关管Sa1、辅助开关管Sa2处于关断状态，滤波电感电流-IL流过开关管S3、开关管S4给负载提供能量，达到稳态阶段；
[0103] 阶段8[t7～t8]：如图20所示,t7时刻关断开关管S3，谐振电容Cr2电压uCr2由零上升到直流母线电压Vdc的二分之一，谐振电容Cr1的电压uCr1由直流母线电压Vdc的二分之一下降到零，由于开关管S3关断后谐振电容Cr2充电，开关管S3实现零电压关断；
[0104] 阶段9[t8～t0]：如图21所示,谐振电容Cr1上电压下降到零后，二极管D2自然导通，开关管S2上电压为零，在该阶段开通开关管S2，实现开关管S2的零电压导通，滤波电感电流-IL流过二极管D2和开关管S5给负载R提供能量，换流过程结束，回路回到换流前的初始阶段1。
