本発明はトランジスタシステムに関し、より具体的に金属−絶縁体転移トランジスタの駆動に関する。

一般的に電子素子の代表的なものの中の１つは３端子トランジスタである。 このトランジスタは半導体特性に基づいて動作される。

しかし、半導体パワー素子は大きい電流を流されるようにする特性が要求されるが、あまりに大きい電流が流せないながらも熱が多く発生され得る。 トランジスタの大きさがナノレベルに小さくなれば、短チャンネル効果（Ｓｈｏｒｔ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｆｆｅｃｔ）が現れてトランジスタとして動作するのが難しい。 このような電子素子の限界を超える素子の要求が増大されて来た。 それで多くの学者らが限界を克服する素子について活発に研究している。

この限界を克服する素子の原理の１つとして金属−絶縁体転移（Ｍｅｔａｌ−Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ：ＭＩＴ）原理がある。 先ず、Ｈｏｌｅ−ｄｒｉｖｅｎ ＭＩＴ現象を利用する電界効果を利用しないＭＩＴトランジスタが特許文献１と、非特許文献１とに開示されている。 しかし、ＭＩＴ現象を発生するのに必要である臨界電流が供給されなければならない。

したがって、より簡単に臨界電流を供給することができる技術が要求されている。

本発明が解決しようとする課題はＭＩＴトランジスタがＭＩＴ現象を発生させるのに必要である臨界電流を供給することができる電流供給器を提供することによってＭＩＴトランジスタをより便利であり、簡単に駆動させることにある。

本発明が解決しようとする他の課題はＭＩＴトランジスタを円滑に駆動することができるＭＩＴトランジスタシステムを提供することである。

本発明の実施形態による金属−絶縁体転移トランジスタシステムは、金属−絶縁体転移トランジスタと、前記金属−絶縁体転移トランジスタの制御端子と出力端子との間で金属−絶縁体転移（ｍｅｔａｌ−Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ：ＭＩＴ）現象が発生するようにするための臨界電流を供給する電流供給器と、を含む。

本発明の実施形態にしたがって、前記電流供給器はパルス入力を受信して前記臨界電流を生成するトランジスタと、を包含することができる。

本発明の実施形態において、前記トランジスタはＮＰＮとしてベースに前記パルス入力信号を受信し、コレクタが前記金属−絶縁体転移トランジスタ（ＮＰＮトランジスタを利用する場合）の入力端子に連結され、エミッタが前記金属−絶縁体転移トランジスタの前記制御端子に連結されたバイポーラトランジスタを包含することができる。

本発明の実施形態において、前記トランジスタはＰＮＰとしてベースに前記パルス入力信号を受信し、エミッタが前記金属−絶縁体転移トランジスタ（ＮＰＮトランジスタを利用する場合）の入力端子に連結され、コレクタが前記金属−絶縁体転移トランジスタの前記制御端子に連結されたバイポーラトランジスタを包含することができる。

本発明の実施形態において、前記トランジスタはＰＮＰとしてベースに前記パルス入力信号を受信し、エミッタが前記金属−絶縁体転移トランジスタ（ＰＮＰトランジスタを利用する場合）の制御端子に連結され、コレクタが接地に連結されたバイポーラトランジスタを包含することができる。

本発明の実施形態において、前記トランジスタはＮＰＮとしてベースに前記パルス入力信号を受信し、コレクタが前記金属−絶縁体転移トランジスタ（ＰＮＰトランジスタを利用する場合）の制御端子に連結され、エミッタが接地に連結されたバイポーラトランジスタを包含することができる。

本発明の実施形態において、前記トランジスタはゲートに前記パルス入力信号を受信し、ドレーンが前記金属−絶縁体転移トランジスタ（ＮＰＮバイポーラトランジスタを使用する場合）の入力端子に連結され、ソースが前記金属−絶縁体転移トランジスタの前記制御端子に連結されたＮ形電界効果トランジスタを包含することができる。

本発明の実施形態において、前記トランジスタはゲートに前記パルス入力信号を受信し、ドレーンが前記金属−絶縁体転移トランジスタ（ＰＮＰバイポーラトランジスタを使用する場合）の制御端子に連結され、ソースが接地に連結されたＮ形電界効果トランジスタを包含することができる。

本発明の実施形態において、前記トランジスタはゲートに前記パルス入力信号を受信し、ソースが前記金属−絶縁体転移トランジスタ（ＮＰＮバイポーラトランジスタを使用する場合）の入力端子に連結され、ドレーンが前記金属−絶縁体転移トランジスタの前記制御端子に連結されたＰ形電界効果トランジスタを包含することができる。

本発明の実施形態において、前記トランジスタはゲートに前記パルス入力信号を受信し、ソースが前記金属−絶縁体転移トランジスタ（ＰＮＰバイポーラトランジスタを使用する場合）の制御端子に連結され、ドレーンが接地に連結されたＰ形電界効果トランジスタを包含することができる。

本発明の実施形態において、前記電流供給はトランスフォーマの２次コイルで誘導された電力を前記金属−絶縁体転移トランジスタの制御端子に供給する。

本発明の実施形態にしたがって、前記金属−絶縁体転移トランジスタはトランスフォーマを含むパワーサプライを利用するか、或いはバイポーラトランジスタの順方向（Ｆｏｒｗａｒｄ）動作モード（Ａｃｔｉｖｅ ｍｏｄｅ）と逆方向動作モード（Ｒｅｖｅｒｓｅ Ａｃｔｉｖｅ Ｍｏｄｅ）と制御端子とアウトレット端子との間に臨界正孔ｎ _ｃをドーピングして製作されたものを利用することができる。

実際に金属−絶縁体転移トランジスタは電流制御素子としてバイポーラトランジスタと構造が類似する。 しかし、一般の商用バイポーラトランジスタは金属−絶縁体転移で提案するドーピング量が不足して理想的な金属−絶縁体転移素子と言えないが、特性が悪くても大きい電流を印加すれば、界面で不純物電荷が出て金属−絶縁体転移現象であるネガティブ差動抵抗（Ｎｅｇａｔｉｖｅ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ：ＮＤＲ）モードが現れる。 したがって、広い意味から見る時、一般の商用バイポーラトランジスタも金属−絶縁体転移素子に包含され得る。 そのＮＤＲ現象はバイポーラトランジスタにＭＩＴ臨界電流が供給されれば、順方向モードと逆方向モードとの両方で現れる。

本発明の実施形態にしたがって、前記金属−絶縁体転移トランジスタはネガティブ差動抵抗（ＮＤＲ：Ｎｅｇａｔｉｖｅ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）モードに動作され得る。 ＮＤＲ現象は一定な電流で抵抗が減少するので、発生する電圧減少が測定されることがＭＩＴの証拠であり、データではピーク形態で現れる。

本発明の実施形態にしたがって、前記電流供給器と前記金属−絶縁体転移トランジスタとは１つの同一の基板上に製造され得る。

本発明の実施形態にしたがって、前記電流供給器と前記金属−絶縁体転移トランジスタとは１つの同一のパッケージ内に製造され得る。

本発明の実施形態にしたがって、前記電流供給器と前記金属−絶縁体転移トランジスタとは１つの同一の集積回路（Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ）に搭載され得る。

本発明の実施形態にしたがって、前記電流供給器は、バイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ、誘導電流を生成するトランスフォーマ、及び演算増幅器の中の少なくとも１つを含んで構成されることができる。 ここで、電界効果トランジスタは接合形電界効果トランジスタとＭＯＳ形電界効果トランジスタとを包含することができる。

本発明のその他の実施形態による金属−絶縁体転移トランジスタシステムは、入力端子、出力端子、及び制御端子を有し金属−絶縁体転移を発生する金属−絶縁体転移トランジスタと、パルス形態の信号を生成するパルス生成器と、電圧供給電圧と接地電圧との間に前記入力端子と前記出力端子とが連結された時、前記信号を増幅して前記制御端子と前記出力端子との間に金属−絶縁体転移（ｍｅｔａｌ−Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ：ＭＩＴ）現象が発生するようにする臨界電流を生成する増幅器と、を包含することができる。

本発明のその他の実施形態による金属−絶縁体転移トランジスタシステムの動作方法は、入力端子、出力端子、及び制御端子を有し金属−絶縁体転移を発生する金属−絶縁体転移トランジスタを入力及び出力負荷へ連結する段階と、入力信号を受信する段階と、前記入力信号を利用して前記制御端子と前記出力端子との間に金属−絶縁体転移（ｍｅｔａｌ−Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ：ＭＩＴ）現象が発生するようにする臨界電流を生成する段階と、を含む。

本発明のその他の実施形態による金属−絶縁体転移トランジスタシステムの動作方法は、逆方向動作モード（Ｒｅｖｅｒｓｅ Ａｃｔｉｖｅ Ｍｏｄｅ）に動作するバイポーラトランジスタを利用して金属−絶縁体転移を発生する金属−絶縁体転移トランジスタを形成する段階と、前記金属−絶縁体転移トランジスタを電圧供給電圧と接地電圧との間に連結する段階と、入力パルスを受信する段階と、前記入力パルスを増幅して前記制御端子と前記出力端子との間に金属−絶縁体転移（ｍｅｔａｌ−Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ：ＭＩＴ）現象が発生するようにする臨界電流を生成する段階と、を含む。

本発明のその他の実施形態による金属−絶縁体転移トランジスタシステムは、入力端子、出力端子、及び制御端子を有し、金属−絶縁体転移を発生するスイッチング用第１金属−絶縁体転移トランジスタと、入力端子、出力端子、及び制御端子を有し金属−絶縁体転移を発生する第２金属−絶縁体転移トランジスタと、前記第１金属−絶縁体転移トランジスタの前記入力端子と前記第２金属−絶縁体転移トランジスタの前記制御端子との間に連結されたトランスフォーマと、パルス形態の信号を生成するパルス生成器と、前記信号を増幅して前記第１金属−絶縁体転移トランジスタの前記制御端子に印加する増幅器と、を含む。

上述したように、本発明の実施形態によれば、ＭＩＴトランジスタがＭＩＴ現象を発生させるのに必要である臨界電流を供給することができる電流供給器が簡単であり、効率的に提供されるので、ＭＩＴトランジスタの円滑な動作が可能になる。

ＭＩＴトランジスタの記号と端子の定義を示す図である。

本発明の実施形態による金属−絶縁体転移トランジスタシステムの回路図である。

本発明の他の実施形態による金属−絶縁体転移トランジスタシステムの回路図である。

図２にしたがう２端子効果特性の波形図である。

図２にしたがう３端子効果特性の波形図である。

図３にしたがう特性の波形図である。

本発明のその他の実施形態による金属−絶縁体転移トランジスタシステムの回路図である。

図７にしたがう特性の波形図である。

図３の第１変形実施形態による金属−絶縁体転移トランジスタシステムの回路図である。

図９にしたがう特性の波形図である。

図３の第２変形実施形態による金属−絶縁体転移トランジスタシステムの回路図である。

図１１にしたがう特性の波形図である。

本発明のその他の実施形態による金属−絶縁体転移トランジスタシステムの回路図である。

図１３の第１、２オシロスコープで現れる特性の波形図である。

図１３の第３、４オシロスコープで現れる特性の波形図である。

図１３でのＭＩＴＲ１とＭＩＴＲ２とが順方向モードに動作される時、第１、２オシロスコープで現れる特性の波形図である。

図１３でのＭＩＴＲ１とＭＩＴＲ２が順方向モードに動作される時、第３、４オシロスコープで現れる特性の波形図である。

図１３の変形実施形態による金属−絶縁体転移トランジスタシステムの回路図である。

上のような本発明の目的、他の目的、特徴及び長所は添付された図面に関連された以下の望ましい実施形態を通じて容易に理解できる。 しかし、本発明はここで説明される実施形態に限定されなく、他の形態に具体化されることもあり得る。 むしろ、ここで紹介される実施形態は、理解しやすくする意図の以外にはなく、開示された内容がより徹底し、完全になるように、そして当業者に本発明の思想が十分に伝達され得るようにするために提供される。

本明細書で、ある素子又はラインが対象素子ブロックに連結されると言及された場合に、それは直接的な連結のみならず、ある他の素子を通じて対象素子ブロックに間接的に連結された意味も含む。

また、各図面で提示された同一又は類似な参照符号はできるだけ同一又は類似な構成要素を示している。 一部の図面において、素子及びラインの連結関係は技術的な内容を効果的に説明するために示しただけで、他の素子や回路ブロックがさらに具備され得る。

ここに説明され、例示される各実施形態はそれの相補的な実施形態も包含されることができ、ＭＩＴトランジスタに対する基本的な動作と機能に関する細部、及び一般的な動作の細部は本発明の要旨を曖昧にしないようにするために詳細に説明しなかったことを留意（ｎｏｔｅ）すべきである。

図１はＭＩＴトランジスタの記号と端子との定義を示す。

図１を参照すれば、金属−絶縁体転移（以下、“ＭＩＴ”）トランジスタ１０が示されている。 このような３端子素子はｔ−ｓｗｉｔｃｈ或いはＭＩＴトランジスタと称される。 前記ＭＩＴトランジスタは略語でＭＩＴＲとも称される。

図１のＭＩＴトランジスタ１０は半導体トランジスタと異なり、インレット（Ｉｎｌｅｔ：Ｉ）、アウトレット（Ｏｕｔｌｅｔ：Ｏ）、コントロール（ｃｏｎｔｒｏｌ：Ｃ）の３端子で構成される。 ここで、インレットは入力端子として、アウトレットは出力端子として、コントロールは制御端子として各々機能する。

前記ＭＩＴトランジスタ１０のＣ端子に電流が流れれば、制御端子（Ｃ端子）と出力端子（Ｏ端子）との間でＭＩＴ現象が発生し、入力端子（Ｉ端子）から出力端子（Ｏ端子）にＭＩＴによって発生する大きい電流が流れる。

前記ＭＩＴトランジスタ１０はターンオン（Ｔｕｒｎ−ｏｎ）の際に、不連続なジャンプ現象が現れ、絶縁体（或いは半導体）−金属転移（ＭＩＴ）現象を利用して絶縁体と金属との間をスイッチングする素子である。

ＭＩＴトランジスタ１０の制御端子と出力端子との間でＭＩＴ現象が発生する時、コントロールレイヤーへの正孔ドーピング量はｎ _ｃ ＝（０．２５／ａ _ｏ ） ^３程度にならなければならない。 ここで、ａ _ｏは水素原子のボーア半径を意味する。 一般的にｎ _ｃ ≒１ｘ１０ ^１８ ｃｍ ^−３程度である。 ｎ _ｃ程度の正孔を含む電流が流れなければならない。 この程度の電流は半導体で流れ得る最大の電流として臨界電流（Ｉ _{Ｃｒｉｔｉｃａｌ ｃｕｒｒｅｎｔ} ）とする。 したがって、ＭＩＴトランジスタ１０を駆動するために臨界電流の供給が必須的である。

本発明の実施形態では臨界電流を供給する電流供給器が図２、図３、図７、図９、図１１、図１３のように具現される。 図２の場合にはＮＰＮバイポーラトランジスタが電流供給器として具現され、図３の場合にはＮ形電界効果トランジスタが電流供給器として具現されている。

図２は本発明の実施形態による金属−絶縁体転移トランジスタシステムの回路図である。

図２を参照すれば、金属−絶縁体転移トランジスタシステムは、金属−絶縁体転移トランジスタ１０と、前記金属−絶縁体転移トランジスタの制御端子と出力端子との間で金属−絶縁体転移（ｍｅｔａｌ−Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ：ＭＩＴ）現象が発生するようにするための臨界電流を供給する電流供給器２０を含む。

ここで、前記電流供給器２０はパルス入力を受信して前記臨界電流を生成するバイポーラトランジスタで具現される。

即ち、前記バイポーラトランジスタはベースＢに前記パルス入力を受信し、コレクタＣが前記金属−絶縁体転移トランジスタの入力端子Ｉに連結され、エミッタＥが前記金属−絶縁体転移トランジスタの前記制御端子Ｃに連結される。

ＭＩＴトランジスタ１０の入力端子Ｉはノードｎ１、ｎ２の間に連結される第１負荷を通じて電圧供給電圧Ｖｃｃに連結されており、ＭＩＴトランジスタ１０の出力端子Ｏはノードｎ３、ｎ４の間に連結される第２負荷を通じて接地電圧Ｖｓｓに連結されている。

図２の場合にＭＩＴトランジスタ１０の制御端子Ｃと出力端子Ｏとの間で金属−絶縁体転移が発生するための臨界電流供給素子としてバイポーラＮＰＮトランジスタが使用されたが、図３のように電界効果トランジスタが利用されることができる。

前記電流供給器２０はまた、演算増幅器（Ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）を利用して具現され得る。

結局、ＭＩＴトランジスタ１０は臨界電流供給用素子或いは任意の装置によって駆動され得る。

本発明の実施形態でシステムは２つ以上の素子で構成されたことを意味する。 例えば、図２や図３のようなシステムは２つ以上（臨界電流供給用素子とＭＩＴトランジスタ）の素子で構成されているので、システムであるとした。

また、前記電流供給トランジスタであるバイポーラトランジスタや電界効果トランジスタはＭＩＴトランジスタと共に１つの基板にワンチップ（Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ）に製造され得る。 また、図２に示された２つのトランジスタは１つのパッケージに製造されることもあり得る。

また、前記電流供給トランジスタとＭＩＴトランジスタとは既存のマイクロプロセッサやメモリ、或いはＩＧＢＴのようなパワー素子と集積回路（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）に包含され得る。

図３は本発明の他の実施形態による金属−絶縁体転移トランジスタシステムの回路図である。

図３の場合には電流供給器が図２とは異なり、ＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）で具現されている。 即ち、ＭＩＴトランジスタ１０の制御端子Ｃと出力端子Ｏとの間でＭＩＴ現象が発生するようにするためにＭＩＴトランジスタ１０の制御端子Ｃに臨界電流を供給するための素子として電界効果トランジスタ２２が使用される。

図４は図２にしたがう２端子効果特性の波形図である。

図４での測定条件は５００ＫＨｚ、Ｖ _{ｃｏｎｔｒｏｌ} ＝２Ｖ、Ｖ _{Ｉｎｌｅｔ} ＝０Ｖ、Ｌｏａｄ１＝０、Ｌｏａｄ２＝１オームである。 ここで、Ｖ _{Ｉｎｌｅｔ} ＝０Ｖであるので、図２のシステムは２端子ＭＩＴ素子の特性を示した。 図面で横軸は時間を示し、縦軸はシステムから出力される電圧を示す。

図５は図２にしたがう３端子効果特性の波形図である。

同様に、図面で横軸は時間を示し、縦軸はシステムから出力される電圧を示す。

図２のＮＰＮトランジスタ２０に臨界電流を供給するための電流供給器として使用した場合に、ＮＰＮトランジスタ２０のベースには５００ＫＨｚの入力パルスが提供される。 測定条件はインレット電圧Ｖ _{Ｉｎｌｅｔ} ＝７Ｖであることを除ければ、図４と同一である。

図５の測定結果の波形は３端子ＭＩＴトランジスタの特性を示しているので、ＮＰＮトランジスタ２０が電流供給器としての役割を十分に果たしていることが分かる。

動作をより詳細に説明するために図２を再び参照すれば、ＭＩＴトランジスタ１０で制御端子と出力端子との間でＭＩＴ現象が発生されるようにするためにはモット基準（Ｍｏｔｔ ｃｒｉｔｅｒｉａ）ｎ _ｃ ＝１ｘ１０ ^１８ ｃｍ ^−３程度の正孔の臨界電流が制御端子から出力端子に流れなければならない。 これを達成するための臨界電流供給用ＮＰＮトランジスタ２０（２Ｎ３９０４）を図２のように連結し、前記電流供給トランジスタ２０のベース端子に小さい電流のパルス信号を印加する。 そうすれば、電流供給トランジスタ２０の増幅作用によって前記印加された電流より大きい電流がコレクタＣからエミッタＥに流れてＭＩＴトランジスタ１０の制御端子に提供される。 これによって、ＭＩＴトランジスタ１０の制御端子と出力端子との間でＭＩＴが発生されて入力端子から出力端子に大きい電流が流れる。 ここで、ＭＩＴトランジスタ１０は２Ｎ３９０４等のようなトランジスタを逆方向モード（Ｒｅｖｅｒｓｅ Ａｃｔｉｖｅ Ｍｏｄｅ）に連結することによって具現された。 前記２Ｎ３９０４等のようなトランジスタをＭＩＴトランジスタ１０で具現した理由は２Ｎ３９０４の逆方向モード連結にしたがう動作がＭＩＴトランジスタ１０の動作と同一であるためである。

図２で使用されたトランジスタは２つの２Ｎ３９０４トランジスタである。 １つは臨界電流を供給するために順方向アクティブモード（Ｆｏｒｗａｒｄ Ａｃｔｉｖｅ Ｍｏｄｅ）構造に連結され、その他の１つはＭＩＴトランジスタとして機能するために逆方向アクティブモード（Ｒｅｖｅｒｓｅ Ａｃｔｉｖｅ Ｍｏｄｅ）構造に連結される。

図２のシステムで、最初にはＭＩＴトランジスタ１０でＭＩＴ現象を観測するために測定は５００ＫＨｚ、Ｖ _{ｃｏｎｔｒｏｌ} ＝２Ｖ、Ｖ _{Ｉｎｌｅｔ} ＝０Ｖ、Ｌｏａｄ１＝０、Ｌｏａｄ２＝１オームの条件で実験を遂行した。 ここで、入力端子に電圧がかかっていないので、前記システムは実際に２端子ＭＩＴ素子として動作される。 図４はこれを示す。 図４の波形の上部は制御端子で測定された信号である。 この場合に信号ピークの大きさは１．５Ｖ程度である。 波形の下部は出力端子で測定された信号である。 この場合に信号ピークの大きさが０．３Ｖ程度である。 出力端子で測定された信号は第２負荷の抵抗が１オームであるので、電流に対応される。

ＭＩＴ現象は制御信号で鋭く上昇するピーク部分で発生し、すぐ電圧が低下されることはＭＩＴ直後に電流が制限されているので、抵抗が減ったＮＤＲ（Ｎｅｇａｔｉｖｅ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）現象が発生したためである。 ピークとＮＤＲ現象とはＭＩＴが発生したことを示す証拠である。 ピークがあった時に図４の下部信号でも小さいピークが現れる。 この時の電流がＭＩＴ電流であり、約０．３Ａ程度である。

上のような条件でインレット電圧Ｖ _{Ｉｎｌｅｔ} ＝７Ｖに印加すれば、図２のシステムは正常的な３端子素子の機能を果たすようになる。 即ち、正常的なＭＩＴトランジスタとして動作される。 図５で上部信号は２Ｖまで増加し、下部信号は１Ｖに増加した。 下部信号の１Ｖは１オームの抵抗（Ｌｏａｄ２）のため、１Ａの電流に相当する。 したがって、制御端子のパルス信号で大きい電流が制御されることを分かる。 したがって、図５に示されたように、図２の実験は本発明の臨界電流用供給素子が良く作動されてＭＩＴトランジスタが正常的に動作されることを示す。

一方、図６は図３にしたがう特性の波形図である。

図面で横軸は時間を示し、縦軸は図３のシステムで出力される電圧を示す。

図６の測定結果は図３のように臨界電流を供給するための電流供給器としてＩＲＦ６４０等のような電界効果トランジスタ２２が利用され、ＭＩＴトランジスタ１０として２Ｎ３９０４等のようなトランジスタが使用された場合に得られたことである。

図６の場合の測定条件は１００ＫＨｚ、３Ｖのパルス信号をＩＲＦ６４０のゲートに印加し、Ｖ _{ｉｎｌｅｔ} ＝７Ｖを印加した状態である。 測定結果は供給トランジスタ２２が正常的に作動されてＭＩＴトランジスタ１０が正常的に動作されることを証明する。 電流供給用トランジスタとして電界効果トランジスタを使用する場合に電流の浪費がバイポーラトランジスタに比べて少ない。 図３の場合にもＭＩＴトランジスタ１０は２Ｎ３９０４トランジスタを逆方向アクティブモード（Ｒｅｖｅｒｓｅ Ａｃｔｉｖｅ Ｍｏｄｅ）構造に連結することによって具現された。

図７は本発明のその他の実施形態による金属−絶縁体転移トランジスタシステムの回路図である。

図７の場合にＭＩＴトランジスタ１０はＰＮＰ ２Ｎ３９０６トランジスタを逆方向アクティブモード構造に連結することによって具現され、電流供給器２３はＰＮＰ ２Ｎ３９０６トランジスタを順方向アクティブモード構造に連結することによって具現される。

即ち、臨界電流供給用トランジスタである２Ｎ３９０６は一般的なトランジスタのように順方向に連結される。 この場合に臨界電流供給用トランジスタ２３のエミッタがＭＩＴトランジスタ１０の制御端子に連結される。 図７で参照符号２は１００ｋＨｚの入力パルスを生成する信号発生器を示し、参照符号４は前記ＭＩＴトランジスタ１０の制御端子に印加される信号を測定するためのオシロスコープ又はモニターであり得る。

図８は図７にしたがう特性の波形図である。

図８は図７のシステム具現によって測定された実験データである。 図面で横軸は時間を示し、縦軸はシステムから出力される電圧を示す。

信号発生器（Ｆｕｎｃｔｉｏｎ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）から出る入力は１００ＫＨｚ、３Ｖ、Ｏｆｆｓｅｔ１．５Ｖで、最終的に６Ｖになる。 入力端子の入力電源は４Ｖである。 左側軸のＶ _{ｃｏｎｔｒｏｌ ｉｎｐｕｔ} （Ｖ）はＭＩＴトランジスタ１０の制御端子で測定された信号である。 信号でピーク（Ｐｅａｋ）を示すことはＮＤＲ（Ｎｅｇａｔｉｖｅ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）現象を意味する。 このＮＤＲはＭＩＴが発生した時に、発生するＭＩＴの証拠である。 右側軸は出力端子で測定された信号である。 この場合に電流は約０．３Ａ程度流れる。

図８を通じて確認されるように、図７のシステムはＭＩＴ現象が発生する回路として作用することを分かる。

図９は図３の第１変形実施形態による金属−絶縁体転移トランジスタシステムの回路図である。

図９を参照すれば、逆方向アクティブモード構造に連結されたＰＮＰ２Ｎ３９０６トランジスタはＭＩＴトランジスタ１０として使用される。 臨界電流を供給するための電流供給器は２つのＮ形ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）が使用される。 図９のシステム構造は図３と類似であるが、ＭＩＴトランジスタ１０はＰＮＰ２Ｎ３９０６が使用されたことが異なる。

図１０は図９にしたがう特性の波形図である。

図面で横軸は時間を示し、縦軸はシステムから出力される電圧を示す。

図１０で、左側軸は制御端子の入力電圧としてピークのＮＤＲ信号を示す。 右側軸は出力端子で測定された出力信号としてやはりＮＤＲのピーク信号を示す。 ピーク１Ｖは１オーム抵抗に対して１Ａに相当する電流が流れることを示す。

図１１は図３の第２変形実施形態による金属−絶縁体転移トランジスタシステムの回路図である。

図１１は電流供給器として臨界電流供給形トランジスタ２６がＰ形ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）で構成されたことを除ければ、図３のシステム構成と同一である。

図１２は図１１にしたがう特性の波形図である。

図面で横軸は時間を示し、縦軸はシステムから出力される電圧を示す。 Ｐ形ＦＥＴを使用した場合にも図１２を参照した時の他のデータのようにＮＤＲピークが現れる。 この場合に出力端子の出力で約０．８Ｖが得られるので，１オーム抵抗に対して０．８Ａの電流が流れることを分かる。

図１３は本発明のその他の実施形態による金属−絶縁体転移トランジスタシステムの回路図である。

図１３を参照すれば、電流供給器としてスイッチングパワーサプライを採用するシステムを示している。 前記スイッチングパワーサプライはＭＩＴトランジスタ（ＭＩＴＲ１）１０とスイッチング用トランスフォーマ６とで構成される。

前記ＭＩＴトランジスタ（ＭＩＴＲ１）１０はスイッチング用ＴＲとして機能する。

トランスフォーマ６の２次コイル側で作られた交流電流はＭＩＴトランジスタ１１の制御端子に印加される。

前記ＭＩＴトランジスタ（ＭＩＴＲ１）１０のスイッチング速度は１００ＫＨｚである。 高周波数動作用トランスフォーマ６は１００ＫＨｚ及び１０Ｖで１Ａが流れ得る容量を使用した。 先ず、ＭＩＴトランジスタ（ＭＩＴＲ１）１０のスイッチング動作は１００ＫＨｚ矩形波（Ｓｑｕａｒｅ ｗａｖｅ）を関数発生器１によって作製した後、増幅器２によって増幅された臨界電流を制御端子に供給することによって具現される。 この場合にその波形はオシロスコープ１と２で測定した。 その測定結果は図１４に示している。 オシロスコープ１で測定されたピークはそのＭＩＴ現象（ＮＤＲ）が発生したことを意味する実験的な証拠である。 ＮＤＲはＭＩＴの１つの現象であるＮｅｇａｔｉｖｅ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅの略語である。 前記増幅器２は非反転演算増幅器で具現することができ、約１００倍程度の増幅率を有することができる。

トランスフォーマ６の２次コイルに誘導された電流はＭＩＴトランジスタ供給用臨界電流程度の大きさに相当する。 前記誘導された電流はＭＩＴＲ２１１の制御端子に入力される。 前記ＭＩＴＲ２１１の動作にしたがう実験結果は図１５に示したようにオシロスコープ３と４で測定される。

オシロスコープ３と４で示されたようにピーク（ＮＤＲ現象）はＭＩＴが発生したことを意味する（図１５参照）。 ＭＩＴＲ２ １１の出力端子に流れる電流は約３００ｍＡ程度である。 この場合に抵抗Ｒ１の抵抗値は１オームであり、オシロスコープ４のデータは前記出力端子と前記抵抗Ｒ１との接続点で現れる。 図１４及び図１５を通じて分かるように、ＭＩＴ臨界電流は図１３のパワーサプライで十分に供給され得る。

図１４は図１３の第１、２オシロスコープで現れる特性波形図として、増幅器２の出力はオシロスコープ１（図１４の上部波形）を通じて現れ、トランスフォーマ６と前記ＭＩＴトランジスタ（ＭＩＴＲ１）１０の入力端子との間の信号はオシロスコープ２（図１４の下部波形）を通じて現れる。 オシロスコープ１で現れたように電流供給器が１００ＫＨｚに動作される時、ＭＩＴトランジスタ１０の入力端子で現れるピークはＭＩＴＲ１ １０でＭＩＴ現象が発生したことを示す証拠である。

また、図１５は図１３の第３、４オシロスコープで現れる特性の波形図である。 図１５の上部波形で現れるように、トランスフォーマ６の２次コイルで誘導された電流はオシロスコープ３を通じて示される。 前記誘導された電流は臨界電流としてＭＩＴトランジスタ１１の制御端子に供給されて、前記ＭＩＴトランジスタ１１がＭＩＴ現象を発生させるようにする。 図１５の下部波形で示されたように、ＭＩＴトランジスタ１１の出力端子で得られる電流はオシロスコープ４を通じて観察される。 図１５を通じて測定された波形のピークはＭＩＴトランジスタ１１でＭＩＴが発生されたことを示す証拠である。

図１４及び図１５の図面で横軸は時間を示し、縦軸はシステムから出力される電圧を示す。

図１６は図１３でＭＩＴＲ１とＭＩＴＲ２とが順方向モードで動作される時、第１、２オシロスコープに現れる特性の波形図であり、これを通じてＮＤＲピークが観測される。

図１７は図１３でＭＩＴＲ１とＭＩＴＲ２とが順方向モードで動作される時、第３、４オシロスコープに現れる特性の波形図であり、ＮＤＲピークが観測される。 図１６と図１７との結果は金属−絶縁体転移トランジスタがバイポーラトランジスタの順方向にも動作されることを示す証拠である。

同様に、図１６及び図１７の図面で横軸は時間を示し、縦軸はシステムから出力される電圧を示す。

図１８は図１３の変形実施形態として、図１３でＭＩＴＲ１ １０の出力端子Ｏがトランスフォーマ６の１次コイルに連結された構造である。 これは図１３でＭＩＴＲ１ １０の制御端子Ｃに流れる電流を活用できるので、図１３の場合に比べて効果的であり得る。

以上のように図面と明細書を通じて最適な実施形態が開示された。 ここで、特定な用語が使用されたが、これは単なる本発明を説明するための目的で使用されたことであり、意味限定や特許請求の範囲に記載された本発明の範囲を制限するために使用されたことではない。 したがって、本技術分野の通常の知識を有する者であれば、これから多様な変形及び均等な他の実施形態が具現できるという点を理解できる。

例えば、電流供給器がトランジスタやトランジスタ及びトランスフォーマを結合した形態として説明されたが、他の場合に本発明の技術的な思想を逸脱せずに、図面の回路構成を変形するか、加減して、電流供給器の細部具現を異なるようにすることができるだろう。

Ｃ：制御端子（Ｃｏｎｔｒｏｌ）
Ｉ：入力端子（Ｉｎｌｅｔ）
Ｏ：出力端子（Ｏｕｔｌｅｔ）
１０：ＭＩＴトランジスタ ２０：電流供給器