本発明は、DC/DCコンバータに関する。

テレビや冷蔵庫をはじめとするさまざまな家電製品は、外部からの商用交流電力を受けて動作する。ラップトップ型コンピュータ、携帯電話端末やタブレット端末をはじめとする電子機器も、商用交流電力によって動作可能であり、あるいは商用交流電力によって、機器に内蔵の電池を充電可能となっている。こうした家電製品や電子機器(以下、電子機器と総称する)には、商用交流電圧をAC/DC(交流/直流)変換する電源装置(AC/DCコンバータ)が内蔵される。あるいは電子機器の外部の電源アダプタ(ACアダプタ)にAC/DCコンバータが内蔵される場合もある。

図1は、本発明者が検討したAC/DCコンバータ100rの基本構成を示すブロック図である。AC/DCコンバータ100rは主としてフィルタ102、整流回路104、平滑キャパシタ106およびDC/DCコンバータ200rを備える。

商用交流電圧V_ACは、ヒューズおよび入力キャパシタ(不図示)を介してフィルタ102に入力される。フィルタ102は、商用交流電圧V_ACのノイズを除去する。整流回路104は、商用交流電圧V_ACを全波整流するダイオードブリッジ回路である。整流回路104の出力電圧は、平滑キャパシタ106によって平滑化され、直流電圧V_INに変換される。

絶縁型のDC/DCコンバータ200rは、入力端子P1に直流電圧V_INを受け、それを降圧して、目標値に安定化された出力電圧V_OUTを出力端子P2に接続される負荷(不図示)に供給する。

DC/DCコンバータ200rは、1次側コントローラ202、フォトカプラ204、フィードバック回路206、出力回路210、同期整流コントローラ300r、およびその他の回路部品を備える。出力回路210は、トランスT1、ダイオードD1、出力キャパシタC1、スイッチングトランジスタM1、同期整流トランジスタM2を含む。出力回路210のトポロジーは、一般的な同期整流型のフライバックコンバータのそれであるため、説明を省略する。

トランスT1の1次巻線W1と接続されるスイッチングトランジスタM1がスイッチングすることにより、入力電圧V_INが降圧され、出力電圧V_OUTが生成される。そして1次側コントローラ202は、スイッチングトランジスタM1のスイッチングのデューティ比を調節する。

DC/DCコンバータ200rの出力電圧V_OUTは、抵抗R1、R2により分圧される。フィードバック回路206は、たとえばシャントレギュレータあるいは誤差増幅器を含み、分圧された電圧(電圧検出信号)V_Sと所定の基準電圧V_REF(不図示)の誤差を増幅し、誤差に応じた誤差電流I_ERRを生成し、フォトカプラ204の入力側の発光素子(発光ダイオード)から引き込む(シンク)。

フォトカプラ204の出力側の受光素子(フォトトランジスタ)には、2次側の誤差電流I_ERRに応じたフィードバック電流I_FBが流れる。このフィードバック電流I_FBが、抵抗およびキャパシタにより平滑化され、1次側コントローラ202のフィードバック(FB)端子に入力される。1次側コントローラ202は、FB端子の電圧(フィードバック電圧)V_FBにもとづいてスイッチングトランジスタM1のデューティ比を調節する。

同期整流コントローラ300rは、スイッチングトランジスタM1のスイッチングと同期して、同期整流トランジスタM2をスイッチングする。同期整流コントローラ300rは、パルス発生器304、ドライバ306を含む。

パルス発生器304は、スイッチングトランジスタM1のスイッチングと同期したパルス信号S1を生成する。たとえばパルス発生器304は、スイッチングトランジスタM1がターンオフすると、パルス信号S1を、同期整流トランジスタM2のオンを指示する第1状態(たとえばハイレベル)とする。またパルス発生器304は、同期整流トランジスタM2のオン期間に2次巻線W2に流れる電流を監視し、電流が実質的にゼロになると、パルス信号S1を同期整流トランジスタM2のオフを指示する第2状態(ローレベル)とする。ドライバ306は、パルス信号S1に応じて同期整流トランジスタM2をスイッチングする。

以上がAC/DCコンバータ100rの全体構成である。

特開2010−074959号公報

本発明者らは、図1のAC/DCコンバータ100rについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。

DC/DCコンバータ200rの同期整流コントローラ300rは、出力端子P2の出力電圧V_OUTから得られる直流電圧を、その電源(VCC)端子に受ける。ここで、DC/DCコンバータ200rの出力電圧V_OUTの電圧レベルは、アプリケーションに応じて、あるいは負荷の状態に応じて幅広い範囲で変化しうる。

ここで、VCC端子の電圧V_OUTを、ドライバ306の電源電圧として直接使用する構成について考える。この場合、ドライバ306の出力電圧、つまり同期整流トランジスタM2のゲート電圧は、0Vをローレベル、V_OUTをハイレベルとする2つの電圧レベルの間でスイッチングすることとなる。したがって、出力電圧V_OUTが高い状態では、同期整流トランジスタM2のゲートに高電圧が供給されるおそれがあるため、ゲート耐圧が高い同期整流トランジスタM2を用いる必要があり、コスト増の要因となる。

また仮にゲート耐圧の問題をクリアしたとしても、同期整流トランジスタM2のゲートに供給されるハイレベル電圧が高くなると、そのスイッチングに際して、ゲート容量を充放電するために必要な電力が大きくなり、DC/DCコンバータ200rの効率が低下するという問題が生ずる。

図2は、本発明者らが検討した同期整流コントローラ300rの回路図である。なおこの同期整流コントローラ300rを公知技術と認定してはならない。

ドライバ306の電源端子には、電源ライン308が接続される。VCC端子と電源ライン308の間には、リニアレギュレータ310が設けられる。リニアレギュレータ310は、電源ライン308の電圧V_REGを、同期整流トランジスタM2をターンオンさせることが可能な電圧レベル(>V_GS(TH))に安定化する。V_GS(TH)は、同期整流トランジスタM2のゲートソース間しきい値電圧である。V_GS(TH)=2.5Vであれば、リニアレギュレータ310はV_REG=3V程度に安定化する。

リニアレギュレータ310は、一般的な構成であり、トランジスタM11、誤差増幅器312、抵抗R31,R32を含む。電圧V_REGは、抵抗R31,R32により分圧される。誤差増幅器312は、基準電圧V_REFと分圧された電圧V_REG’の誤差を増幅し、それらが一致するように、PチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)であるトランジスタM11のゲート電圧V_Gを調節する。

この構成によれば、電源電圧V_CCの電圧レベルにかかわらず、電源ライン308、ひいては同期整流トランジスタM2のゲート電圧のハイレベルが、所定の電圧V_REGに安定化されるため、スイッチング損失を低減でき、また同期整流トランジスタM2のゲート電圧がその耐圧が超えるのを防止できる。

ところが、リニアレギュレータ310は、トランジスタM11のオープンドレイン形式で構成されるため、フィードバックループの安定性が低く、発振しやすくなるという問題がある。一般的なリニアレギュレータでは、リニアレギュレータ310の出力端子に平滑キャパシタが接続され、この平滑キャパシタによりフィードバックループの安定性が高められるところ、同期整流コントローラ300rに平滑キャパシタを追加すると、外付けのキャパシタが必要になり、平滑キャパシタを接続するための追加のピン(端子)が必要となる。

同様の問題は、図1の1次側コントローラ202においても生じうる。

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、系の安定性を確保しつつ、効率を改善したDC/DCコンバータの提供にある。

本発明のある態様は、絶縁同期整流型のDC/DCコンバータの2次側に配置される同期整流コントローラに関する。DC/DCコンバータは、1次巻線および2次巻線を有するトランスと、トランスの1次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、トランスの2次巻線と接続される同期整流トランジスタと、フォトカプラと、フォトカプラの入力側と接続され、DC/DCコンバータの出力電圧とその目標電圧の誤差に応じた誤差電流を発生するフィードバック回路と、フォトカプラの出力側と接続され、フォトカプラからのフィードバック信号に応じてスイッチングトランジスタをスイッチングする1次側コントローラと、同期整流トランジスタを制御する同期整流コントローラと、を備える。同期整流コントローラは、DC/DCコンバータの出力電圧から得られる直流電圧を受ける電源端子と、同期整流トランジスタのオン、オフを指示するパルス信号を生成するパルス発生器と、パルス信号に応じて同期整流トランジスタをスイッチングするドライバと、電源端子とドライバの電源ラインの間に設けられたNチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)の第1トランジスタと、第1トランジスタのゲートに所定電圧より低いゲート電圧を供給するゲート電圧生成回路と、を含む電圧源と、電源端子と電源ラインの間に設けられたPチャンネルMOSFETの第2トランジスタと、電源端子の電圧が所定のしきい値電圧より高いとき第2トランジスタをオフ、電源端子がしきい値電圧より低いとき第2トランジスタをオンする制御部と、を備える。

電源端子の電圧がしきい値電圧より高い状態では、電圧源により電源ラインの電圧が生成される。ここで電圧源は、NチャンネルMOSFETを用いたソースフォロア型であるため、オープンドレイン形式に比べて耐発振性が高い。また、電源電圧がしきい値電圧より低い状態では、PチャンネルMOSFETの第2トランジスタをオンすることで、電源ラインに、電源端子の電圧と実質的に等しい電圧を供給できる。これにより幅広い電圧範囲において、高効率で同期整流トランジスタを駆動することができる。

電圧源は、電圧クランパであってもよい。 電圧クランパではフィードバックループが不要であるため、系の安定性を高めることができる。

ゲート電圧生成回路は、定電圧を第1トランジスタのゲートに供給する定電圧源を含んでもよい。

ゲート電圧生成回路は、アノードが接地されたツェナーダイオードと、ツェナーダイオードのカソードに接続され、ツェナーダイオードに電流を供給する電流源と、を含み、ツェナーダイオードのカソードの電圧を、第1トランジスタのゲートに供給してもよい。

電圧源は、リニアレギュレータであってもよい。 リニアレギュレータによれば、電圧クランパよりも高い精度で、電源ラインの電圧を安定化できる。またNチャンネルMOSFETを用いたソースフォロア型のリニアレギュレータを用いることで、オープンドレイン形式に比べて耐発振性が高いため、フィードバックループの設計が容易となる。

ゲート電圧生成回路は、電源ラインの電圧が所定の目標電圧に近づくようにゲート電圧を調節してもよい。

ゲート電圧生成回路は、反転入力端子に電源ラインの電圧に応じたフィードバック電圧を受け、非反転入力端子に所定の基準電圧を受け、その出力が第1トランジスタのゲートに接続された誤差増幅器を含んでもよい。

本発明の別の態様は絶縁同期整流型のDC/DCコンバータに関する。DC/DCコンバータは、1次巻線および2次巻線を有するトランスと、トランスの1次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、トランスの2次巻線と接続される同期整流トランジスタと、フォトカプラと、フォトカプラの出力側と接続され、フォトカプラからのフィードバック信号に応じてスイッチングトランジスタをスイッチングする1次側コントローラと、同期整流トランジスタを制御する上述のいずれかに記載の同期整流コントローラと、フォトカプラの入力側と接続され、DC/DCコンバータの出力電圧に応じた誤差電流を発生するフィードバック回路と、を備えてもよい。

本発明の別の態様は、絶縁同期整流型のDC/DCコンバータの1次側に配置される1次側コントローラに関する。DC/DCコンバータは、1次巻線および2次巻線を有するトランスと、トランスの1次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、トランスの2次巻線と接続される整流素子と、フォトカプラと、フォトカプラの入力側と接続され、DC/DCコンバータの出力電圧とその目標電圧の誤差に応じた誤差電流を発生するフィードバック回路と、フォトカプラの出力側と接続され、フォトカプラからのフィードバック信号に応じてスイッチングトランジスタをスイッチングする1次側コントローラと、を備える。1次側コントローラは、トランスの1次側に設けられた補助巻線の電圧から得られる直流電圧を受ける電源端子と、スイッチングトランジスタのオン、オフを指示するパルス信号を生成するデューティコントローラと、パルス信号に応じてスイッチングトランジスタをスイッチングするドライバと、電源端子とドライバの電源ラインの間に設けられたNチャンネルMOSFETの第1トランジスタと、第1トランジスタのゲートに所定電圧より低いゲート電圧を供給するゲート電圧生成回路と、を含む電圧源と、電源端子と電源ラインの間に設けられたPチャンネルMOSFETの第2トランジスタと、電源端子の電圧が所定のしきい値電圧より高いとき第2トランジスタをオフ、電源端子がしきい値電圧より低いとき第2トランジスタをオンする制御部と、を備える。

電源端子の電圧がしきい値電圧より高い状態では、電圧源により電源ラインの電圧が安定化される。ここで電圧源は、NチャンネルMOSFETを用いたソースフォロア型であるため、オープンドレイン形式に比べて耐発振性が高い。また、電源電圧がしきい値電圧より低い状態では、PチャンネルMOSFETの第2トランジスタをオンすることで、電源ラインに、電源端子の電圧と実質的に等しい電圧を供給できる。これにより幅広い電圧範囲において、高効率でスイッチングトランジスタを駆動することができる。

電圧源は、電圧クランパであってもよい。 電圧クランパではフィードバックループが不要であるため、系の安定性を高めることができる。

ゲート電圧生成回路は、定電圧を第1トランジスタのゲートに供給する定電圧源を含んでもよい。

ゲート電圧生成回路は、アノードが接地されたツェナーダイオードと、ツェナーダイオードのカソードに接続され、ツェナーダイオードに電流を供給する電流源と、を含み、ツェナーダイオードのカソードの電圧を、第1トランジスタのゲートに供給してもよい。

電圧源は、リニアレギュレータであってもよい。 リニアレギュレータによれば、電圧クランパよりも高い精度で、電源ラインの電圧を安定化できる。またNチャンネルMOSFETを用いたソースフォロア型のリニアレギュレータを用いることで、オープンドレイン形式に比べて耐発振性が高いため、フィードバックループの設計が容易となる。

ゲート電圧生成回路は、電源ラインの電圧が所定の目標電圧に近づくようにゲート電圧を調節してもよい。

ゲート電圧生成回路は、反転入力端子に電源ラインの電圧に応じたフィードバック電圧を受け、非反転入力端子に所定の基準電圧を受け、その出力が第1トランジスタのゲートに接続された誤差増幅器を含んでもよい。

本発明の別の態様は、絶縁同期整流型のDC/DCコンバータに関する。DC/DCコンバータは、1次巻線および2次巻線を有するトランスと、トランスの1次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、トランスの2次巻線と接続される整流素子と、フォトカプラと、フォトカプラの入力側と接続され、DC/DCコンバータの出力電圧とその目標電圧の誤差に応じた誤差電流を発生するフィードバック回路と、フォトカプラの出力側と接続され、フォトカプラからのフィードバック信号に応じてスイッチングトランジスタをスイッチングする上述のいずれかの1次側コントローラと、を備えてもよい。

DC/DCコンバータは、フライバック型であってもよいし、フォワード型であってもよい。

本発明の別の態様は、電源装置(AC/DCコンバータ)に関する。電源装置は、商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する上述のDC/DCコンバータと、を備える。

本発明の別の態様は、電子機器に関する。電子機器は、負荷と、商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する上述のDC/DCコンバータと、を備える。

本発明の別の態様は、ACアダプタに関する。ACアダプタは、商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、直流入力電圧を降圧し、直流出力電圧を生成する上述のDC/DCコンバータと、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、系の安定性を確保しつつ、効率を改善できる。

本発明者が検討したAC/DCコンバータの基本構成を示すブロック図である。

本発明者らが検討した同期整流コントローラの回路図である。

第1の実施の形態に係る同期整流コントローラを備えるDC/DCコンバータの一部の回路図である。

第1構成例に係る電圧源の回路図である。

図4の電圧源を用いた同期整流コントローラの動作を説明する図である。

第2構成例に係る電圧源の回路図である。

図6の電圧源を用いた同期整流コントローラの動作を説明する図である。

変形例に係るAC/DCコンバータの回路図である。

第2の実施の形態に係る1次側コントローラを備えるDC/DCコンバータの回路図である。

AC/DCコンバータを備えるACアダプタを示す図である。

図11(a)、(b)は、AC/DCコンバータを備える電子機器を示す図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Aが、部材Bと接続された状態」とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合や、部材Aと部材Bが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。 同様に、「部材Cが、部材Aと部材Bの間に設けられた状態」とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

(第1の実施の形態) 図3は、第1の実施の形態に係る同期整流コントローラ300を備えるDC/DCコンバータ200の一部の回路図である。DC/DCコンバータ200の基本構成は図1のそれと同様であり、DC/DCコンバータ200のうち、図1と共通する回路素子は省略される。

同期整流コントローラ300は、電源(VCC)端子、スイッチング出力(OUT)端子、ドレイン電圧(VD)端子、接地(GND)端子を有する。VCC端子には、DC/DCコンバータ200の出力電圧V_OUTから得られる直流電圧V_CCが供給される。この直流電圧V_CCは、出力端子P2から直接供給されてもよいし、図示しないダイオードや抵抗を介して供給されてもよい。

OUT端子には、同期整流トランジスタM2のゲートが接続される。GND端子は接地される。VD端子は、同期整流トランジスタM2のオン期間において2次巻線W2に流れる電流I_Sを監視するための端子であり、同期整流トランジスタM2のドレイン電圧(ドレインソース間電圧)V_Dが入力される。

同期整流コントローラ300は、パルス発生器304、ドライバ306、電圧源320、第2トランジスタM32、制御部330を備える。

パルス発生器304は、同期整流トランジスタのオン、オフを指示するパルス信号S1を生成する。たとえばパルス発生器304は、スイッチングトランジスタM1がターンオフすると、パルス信号S1を、同期整流トランジスタM2のオンを指示する第1状態(たとえばハイレベル)とする。またパルス発生器304は、同期整流トランジスタM2のオン期間に2次巻線W2に流れる電流を監視し、電流が実質的にゼロになると、パルス信号S1を同期整流トランジスタM2のオフを指示する第2状態(ローレベル)とする。

パルス発生器304は、公知技術を用いればよく、それによる同期整流トランジスタM2の制御方式や、構成は限定されない。たとえばパルス発生器304は、同期整流トランジスタM2のドレイン電圧V_Dを、(i)スイッチングトランジスタM1のターンオフ検出用の第1しきい値電圧と比較する第1電圧コンパレータと、(ii)2次巻線W2の電流がゼロになったことを検出するための第2しきい値電圧と比較する第2電圧コンパレータと、で構成してもよい。あるいはパルス発生器304は、同期整流トランジスタM2のオン時間を固定する制御方式であってもよく、この場合、パルス発生器304はタイマー回路を含みうる。

ドライバ306は、パルス信号S1に応じて同期整流トランジスタM2をスイッチングする。ドライバ306は、プッシュプル形式の出力段306Aと、出力段306Aを駆動するプリドライバ306Bを含んでもよい。

プリドライバ306Bは、パルス信号S1に応じて出力段306AのハイサイドトランジスタMHとローサイドトランジスタMLを相補的にオン、オフさせる。具体的にはパルス信号S1が同期整流トランジスタM2のオンを指示するとき、ハイサイドトランジスタMHをオン、ローサイドトランジスタMLをオフし、同期整流トランジスタM2のゲートに電源ライン308の電圧(ハイレベル電圧)V_Hを供給し、パルス信号S1が同期整流トランジスタM2のオフを指示するとき、ハイサイドトランジスタMHをオフ、ローサイドトランジスタMLをオンし、ゲートにローレベル電圧V_L(接地電圧)を供給する。

電圧源320は、第1トランジスタM31とゲート電圧生成回路322を備える。第1トランジスタM31は、NチャンネルMOSFETであり、VCC端子とドライバ306の電源ライン308の間に設けられる。ゲート電圧生成回路322は、第1トランジスタM31のゲートに、所定電圧より低いゲート電圧V_Gを供給する。

第2トランジスタM32は、PチャンネルMOSFETであり、VCC端子と電源ライン308の間に設けられる。電圧源320は、VCC端子の電圧V_CCが所定のしきい値電圧V_THより高いとき、第2トランジスタM32をオフ、VCC端子の電圧V_CCがしきい値電圧V_THより低いとき、第2トランジスタM32をオンする。

たとえば制御部330は、VCC端子の電圧V_CCを分圧する抵抗R41,R42と、分圧された電圧V_CC’を所定のしきい値電圧V_TH’と比較する電圧コンパレータ332を含む。しきい値電圧V_TH’はヒステリシスを有することが好ましく、したがって電圧コンパレータ332は、ヒステリシスコンパレータであることが好ましい。電圧コンパレータ332に代えて、MOSFETあるいはバイポーラトランジスタを用いてもよい。

しきい値電圧V_THについて説明する。第2トランジスタM32がオフの状態では、電圧源320により電源ライン308のハイレベル電圧V_Hが生成される。ここで第1トランジスタM31のゲートソース間電圧をV_GS(TH)とするとき、電源ライン308の電圧V_H(もしくはその上限電圧)は式(1)で与えられる。 V_H=V_G−V_GS(TH) …(1)

ここでゲート電圧V_Gが取り得る最大は、VCC端子の電圧V_CCであるから、電圧源320が発生可能なハイレベル電圧V_Hの上限V_{H_UPPER}は、式(1a)となる。 V_{H_UPPER}=V_CC−V_GS(TH) …(1a)

したがって同期整流トランジスタM2をスイッチングするために許容されるハイレベル電圧V_Hの最低電圧をV_MINとするとき、式(2)を満たす必要がある。 V_CC>V_GS(TH)+V_MIN …(2) たとえばV_GS(TH)=1V、V_MIN=3Vとすると、V_CC>4Vの範囲では、電圧源320は、最低電圧V_MINより高いハイレベル電圧V_Hを生成可能であるが、V_CC<4Vでは、ハイレベル電圧V_Hが最低電圧V_MINを下回る。

そこでしきい値電圧V_THは、式(3)を満たすように定めることが望ましい。 V_TH>V_GS(TH)+V_MIN …(3)

以上が同期整流コントローラ300の基本構成である。続いてその動作を説明する。

(1) V_CC>V_TH VCC端子の電圧V_CCがしきい値電圧V_THより高い状態では、第2トランジスタM32がオフであり、電圧源320により電源ライン308の電圧V_Hが安定化される。

(2) V_CC

TH VCC端子の電圧V

_CCがしきい値電圧V

_THより低い状態では、第2トランジスタM32がオンとなる。このとき電源ライン308に発生するハイレベル電圧V

_Hは、式(4)で与えられる。 V

_H=V

_CC−V

_DS …(4) ここでV

_DSは、第2トランジスタM32のドレインソース間電圧であり、実質的にゼロ(<0.2V)とすることができる。第2トランジスタM32のサイズを大きく設計することで、V

_DS<0.1Vとすることも可能であり、したがって第2トランジスタM32がオンの状態では、V

_H≒V

_CCとすることができる。つまり、第2トランジスタM32がオンの状態では、V

_MIN≦V

_CCの範囲において、最低電圧V

_MINより高いハイレベル電圧V

_Hが電源ライン308に発生する。

以上が同期整流コントローラ300の動作である。 この同期整流コントローラ300によれば、V_TH

CCの範囲において、電圧源320により最低電圧V

_MINより高いハイレベル電圧V

_Hを生成できる。またハイレベル電圧V

_Hは、ゲート電圧生成回路322が生成するゲート電圧V

_Gで規定される電圧(V

_G−V

_GS(TH))より低く抑えることができるため、電源電圧V

_CCをそのままハイレベル電圧V

_Hとして使用した場合に比べて、同期整流トランジスタM2として耐圧の低い素子を選択可能であり、また、同期整流トランジスタM2のスイッチング損失を低減することができる。

ここで電圧源320は、NチャンネルMOSFETを用いたソースフォロア型であるため、図1のオープンドレイン形式のリニアレギュレータ310に比べて耐発振性が高い。したがって電源ライン308に大容量の平滑キャパシタを接続しなくても系の安定性を確保でき、回路面積、部品点数を小さくできる。

上述のように、図3の電圧源320が発生可能なハイレベル電圧V_Hの上限は、V_{H_UPPER}=V_CC−V_GS(TH)である。一方、図1のリニアレギュレータ310が発生可能なハイレベル電圧V_Hの上限は、図3の第2トランジスタM32と同様にV_CC−V_DSである。V_GS(TH)>V_DSであるため、図1のリニアレギュレータ310の方が図3の電圧源320よりも高いハイレベル電圧V_Hを生成可能である。言い換えれば図3の電圧源320は、電圧発生能力の低下と引きかえに、高い耐発振性を獲得しているものと理解できる。

図3の同期整流コントローラ300によれば、V_MIN≦V_CC

THの範囲において、第2トランジスタM32をオンすることにより、最低電圧V

_MINより高いハイレベル電圧V

_Hを生成できる。つまり電圧源320の低い電圧発生能力を、第2トランジスタM32により補うことができる。

かくして同期整流コントローラ300によれば、高い耐発振性、広い動作電圧範囲、小さい回路サイズを満たすことができる。

本発明は、図3のブロック図、回路図から把握されるさまざまな構成に及ぶが、以下ではその具体的な構成例を説明する。

図4は、第1構成例に係る電圧源320aの回路図である。この電圧源320aは、電圧クランパであり、電源ライン308の電圧V_Hを、所定電圧より低くクランプする。ゲート電圧生成回路322aは定電圧源を含み、第1トランジスタM31のゲートに、定電圧V_Gを供給する。電源ライン308の電圧V_Hは、V_G−V_GS(TH)より低くクランプされる。

具体的にはゲート電圧生成回路322aは、アノードが接地されたツェナーダイオード(定電圧ダイオード)342と、ツェナーダイオード342のカソードに接続され、ツェナーダイオード342に電流を供給する電流源340と、を含み、ツェナーダイオード342のカソードの電圧を、第1トランジスタM31のゲートに供給する。この構成では、ハイレベル電圧V_Hは、V_Z−V_GS(TH)より低くクランプされる。V_Zはツェナーダイオード342の降伏電圧である。たとえばV_Zは、12Vあるいはそれより低く設計してもよい。電流源340は定電流源であってもよいし、抵抗であってもよい。

図5は、図4の電圧源320aを用いた同期整流コントローラ300の動作を説明する図である。制御部330のしきい値電圧V_THはヒステリシスを有し、6.5Vと7.5Vの2値で遷移する。

V_TH

CCの電圧領域Iにおいては、電圧源320によりハイレベル電圧V

_Hが生成される。V

_Z

CCの領域では、ツェナーダイオード342が降伏し、ゲート電圧V

_Gはツェナー電圧V

_Zにクランプされ、ハイレベル電圧V

_Hは、V

_Z−V

_GS(TH)にてクランプされる。

V_CC

Zの範囲では、V

_G=V

_CCとなり、ハイレベル電圧V

_H=V

_CC−V

_GS(TH)にしたがって変化する。

V_CC

THの電圧領域IIにおいては、第2トランジスタM32がオンする。この領域では、ハイレベル電圧V

_Hは、V

_H≒V

_CCにしたがって変化する。

以上が図4の電圧源320aの動作である。このように電圧源320aによれば、ハイレベル電圧V_HをV_Z−V_GS(TH)より低く制限することで、同期整流トランジスタM2のゲート耐圧を下げることができ、また消費電力を低減できる。また、電源電圧V_CCが低くなるほど、ハイレベル電圧V_Hが低くなるため、出力電圧V_OUTが低い場合にさらにスイッチング損失を低減できる。また、V_CC≒V_MIN付近まで動作可能であり、したがって同期整流コントローラ300は、幅広い電圧範囲でDC/DCコンバータ200を動作させることができる。

図6は、第2構成例に係る電圧源320bの回路図である。この電圧源320bは、リニアレギュレータであり、電源ライン308の電圧V_Hを、所定電圧にレギュレートする。

すなわちゲート電圧生成回路322bは、電源ライン308のハイレベル電圧V_Hが所定の目標電圧V_REFに近づくようにゲート電圧V_Gを調節してもよい。ゲート電圧生成回路322bは、誤差増幅器344および抵抗R51,R52を含む。誤差増幅器344は、その反転入力端子(−)にはハイレベル電圧V_Hに応じたフィードバック電圧V_H’を受け、その非反転入力端子(+)に所定の基準電圧V_REF’を受け、その出力が第1トランジスタM31のゲートに接続される。

図7は、図6の電圧源320bを用いた同期整流コントローラ300の動作を説明する図である。制御部330のしきい値電圧V_THはヒステリシスを有し、6Vと7Vの2値で遷移する。また電圧源320bの目標電圧V_REFは5Vである。

V_TH

CCの電圧領域Iにおいては、電圧源320によりハイレベル電圧V

_Hが生成される。この領域Iでは、ハイレベル電圧V

_Hは、V

_REF=5Vに安定化される。

V_CC

THの電圧領域IIにおいては、第2トランジスタM32がオンする。この領域では、ハイレベル電圧V

_Hは、V

_H≒V

_CCにしたがって変化する。

以上が図6の電圧源320bの動作である。このように電圧源320bによれば、ハイレベル電圧V_HをV_REFより低く制限することができ、同期整流トランジスタM2のゲート耐圧を下げることができ、また消費電力を低減できる。リニアレギュレータによれば、電圧クランパよりも高い精度で、電源ラインの電圧を安定化できるという利点もある。またNチャンネルMOSFETを用いたソースフォロア型のリニアレギュレータを用いることで、オープンドレイン形式に比べて耐発振性が高いため、フィードバックループの設計が容易となる。

また、電圧源320bはV_CC≒V_MIN付近まで動作可能であり、したがって同期整流コントローラ300は、幅広い電圧範囲でDC/DCコンバータ200を動作させることができる。

また電圧領域Iにおいては、図5の電圧源320aと比べてハイレベル電圧V_Hをさらに低くできるため、さらにスイッチング損失を低減できる。

図8は、変形例に係るAC/DCコンバータ100cの回路図である。DC/DCコンバータ200cの出力回路210cのトポロジーが図1のそれと異なっている。図8の出力回路210cでは、同期整流トランジスタM2が2次巻線W2よりも出力端子P2側に配置される。

同期整流コントローラ300のGND端子は、2次巻線W2と同期整流トランジスタM2の接続点(ソース)と接続され、同期整流コントローラ300のVD端子は、出力端子P2、つまり同期整流トランジスタM2のドレインと接続される。トランスT1の2次側には、補助巻線W4が設けられる。この補助巻線W4、ダイオードD4およびキャパシタC4は、補助コンバータを形成し、出力電圧V_OUTを正側にシフトした直流電圧V_CC1が生成される。直流電圧V_CC1は、出力電圧V_OUTから得られる直流電圧である。

その他は図1と同様である。この変形例においても、図1のDC/DCコンバータ200と同様の効果を得ることができる。

(第2の実施の形態) 第2の実施の形態は、DC/DCコンバータの1次側に設けられ、スイッチングトランジスタM1をスイッチングする1次側コントローラ202dに関する。図9は、第2の実施の形態に係る1次側コントローラ202dを備えるDC/DCコンバータ200dの回路図である。DC/DCコンバータ200dの2次側は省略しているが、第1の実施の形態で説明したように構成してもよいし、ダイオード整流型の出力回路のトポロジーを採用してもよい。

1次側コントローラ202dは、VCC端子、GND端子、OUT端子、電流検出(CS)端子、FB端子、を備える。トランスT1の1次側には、補助巻線W3が設けられる。補助巻線W3、ダイオードD3、キャパシタC3は、補助コンバータを形成しており、出力電圧V_OUTに比例した直流電圧V_CC2を発生する。1次側コントローラ202dのVCC端子には、直流電圧V_CC2が供給される。GND端子は接地され、FB端子には、フォトカプラ204からのフィードバック電圧V_FBが入力される。電流センス抵抗R_Sは、スイッチングトランジスタM1のソースと接地間に設けられる。電流センス抵抗R_Sには、スイッチングトランジスタM1のオン期間に1次巻線W1に流れる電流I_Pに比例した電圧降下(検出電圧)V_CSが発生する。検出電圧V_CSはCS端子に入力される。OUT端子は、スイッチングトランジスタM1のゲートと接続される。

1次側コントローラ202dは、デューティコントローラ220、ドライバ222、電源ライン308、電圧源320、制御部330を備える。デューティコントローラ220は、フィードバック電圧V_FBに応じたデューティ比を有するパルス信号S_PWMを生成する。デューティコントローラ220は、電圧モード、あるいは電流モードの変調器で構成することができ、特に限定されない。ドライバ222は、パルス信号S_PWMにもとづいてスイッチングトランジスタM1をスイッチングする。ドライバ222は、出力段222Aとプリドライバ222Bを含む。

電源ライン308は、ドライバ222の電源端子と接続される。電圧源320、第2トランジスタM32およびおよび制御部330については、第1の実施の形態と同様である。電圧源320は、図4、図6に示すように構成できる。

1次側コントローラ202dにおいても、出力電圧V_OUTが変化すると、電源電圧V_CCが変化する。したがって電源電圧V_CCをそのままスイッチングトランジスタM1のゲート信号のハイレベル電圧V_Hとして使用した場合には、出力電圧V_OUTが高い領域で、スイッチングトランジスタM1のスイッチング損失が大きくなるという問題がある。

そこで1次側コントローラ202dに、電圧源320、第2トランジスタM32、制御部330を設けることで、第1の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

(用途) 続いて、第1あるいは第2の実施の形態で説明したDC/DCコンバータ200の用途を説明する。 図10は、AC/DCコンバータ100を備えるACアダプタ800を示す図である。ACアダプタ800は、プラグ802、筐体804、コネクタ806を備える。プラグ802は、図示しないコンセントから商用交流電圧V_ACを受ける。AC/DCコンバータ100は、筐体804内に実装される。AC/DCコンバータ100により生成された直流出力電圧V_OUTは、コネクタ806から電子機器810に供給される。電子機器810は、ノートPC、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話、携帯オーディオプレイヤなどが例示される。

図11(a)、(b)は、AC/DCコンバータ100を備える電子機器900を示す図である。図11(a)、(b)の電子機器900はディスプレイ装置であるが、電子機器900の種類は特に限定されず、オーディオ機器、冷蔵庫、洗濯機、掃除機など、電源装置を内蔵する機器であればよい。 プラグ902、図示しないコンセントから商用交流電圧V_ACを受ける。AC/DCコンバータ100は、筐体804内に実装される。AC/DCコンバータ100により生成された直流出力電圧V_OUTは、同じ筐体904内に搭載される、マイコン、DSP(Digital Signal Processor)、電源回路、照明機器、アナログ回路、デジタル回路などの負荷に供給される。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

(第1変形例) 実施の形態では、フライバックコンバータを説明したが、本発明はフォワードコンバータにも適用可能である。この場合にはトランスT1の2次側に、複数の同期整流用のトランジスタが配置されることとなる。同期整流コントローラは、複数の同期整流トランジスタをスイッチングするよう構成されてもよい。またコンバータは疑似共振型であってもよい。

(第2変形例) スイッチングトランジスタや同期整流トランジスタの少なくとも一方は、バイポーラトランジスタやIGBTであってもよい。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

100…AC/DCコンバータ、102…フィルタ、104…整流回路、106…平滑キャパシタ、200…DC/DCコンバータ、202…1次側コントローラ、204…フォトカプラ、206…フィードバック回路、210…出力回路、220…デューティコントローラ、222…ドライバ、P1…入力端子、P2…出力端子、M1…スイッチングトランジスタ、M2…同期整流トランジスタ、C1…出力キャパシタ、T1…トランス、W1…1次巻線、W2…2次巻線、300…同期整流コントローラ、304…パルス発生器、306…ドライバ、306A…出力段、306B…プリドライバ、308…電源ライン、310…リニアレギュレータ、M31…第1トランジスタ、M32…第2トランジスタ、320…電圧源、322…ゲート電圧生成回路、330…制御部、332…電圧コンパレータ、340…電流源、342…ツェナーダイオード、S1…パルス信号、800…ACアダプタ、802…プラグ、804…筐体、806…コネクタ、810,900…電子機器、902…プラグ、904…筐体。