[0179] 当晶体管TR在t=TG截止时,电流I(tTG)通过二极管D到VDD时,相同量的电流反而将会流过路径862(如图8所示)。电感器跨压VL将是VL=-VC-VTH,使得二极管D导通以允许电流I(>TG)从电感器L通过二极管D流到VDD。此时,由于VL的负值,电流I(t>TG)的大小开始减小。由于电容器C两端的电压VC受流过电感器L的电流和流过负载840的电流的影响。VC的斜率将开始减小,如曲线930的一部分932'所示。然后,跨压将达到峰值933。随后,跨压VC的斜率将变为负,其如部分934所示,并且最后电容器C两端的电压VC将下降至0V。
[0180] 最后部分935或936由电感器L、电容器C和负载840之间形成的LRC电路的Q值决定。曲线的尾部可以是临界或像弯曲部分935那样过阻尼(Q<0.707),或者像弯曲部分936那样具有振铃的欠阻尼(Q>0.707)。
[0181] 曲线930可以被视为脉冲幅度调制模块820的一种脉冲形状p(t)。通过选择合适的LC分量值,可以利用曲线930的脉冲形状的倾斜/不对称形状来增强声音产生设备80的声压级。
[0182] 此外,图8的晶体管TR可以用作可编程电导装置,由导通控制信号发生器8206产生的导通控制信号VG控制。导通控制信号VG不仅控制晶体管TR何时导通,也控制晶体管TR在导通期间的导电率或
电阻,并且这种
导电性决定了从VDD汲取流经路径860(包括C-L-TR)的电流的大小。导通控制信号VG可以是各种电平幅度或幅度的方波,其中电平幅度与第n个采样时间的采样信号的AMI[n]有关。例如,图9的938绘示了不同电平的VG(一个脉冲周期的一个电平幅度)控制图8的金属
氧化物
半导体场效应晶体管TR的电导的三个示例。导通控制信号发生器8206根据幅度信息AMI[n]产生各种电平幅度938的导通控制信号VG。幅度信息AMI[n]越大,在一个脉冲周期中更大的电平幅度938将导致在导通时段期间从路径860汲取更高的电流并且产生更大幅度的曲线930。
[0183] 切换子模块8204包括开关SW1和SW2。开关SW1和SW2由极性信息PRI[n]同步控制。当极性信息PRI[n]为正时,切换子模块8204和开关SW1-SW2将切换到一状态使得电容器C的正端(注释为“+”)通过开关SW1耦合到负载84的正端(注释为“+”)且电容器C的负端(注释为“-”)通过开关SW2耦合到负载84的负端(注释为“-”)。当极性信息PRI[n]为负时,开关子模块8204和开关SW1-SW2将切换到另一状态使得电容器C的正端通过开关SW2耦合到负载84的负端,且电容器C的负端通过开关SW1耦合到负载84的正端。
[0184] 因此,由脉冲幅度调制模块820产生的脉冲的幅度(或绝对值)取决于样本PAM_in[n]的幅度信息AMI[n],以及由脉冲幅度调制模块820产生的脉冲的极性取决于样本PAM_in[n]的极性信息PRI[n]。脉冲幅度调制模块820的输出信号Vout将是脉冲幅度调制信号。
[0185] 与脉冲整形子模块3202相比(其可以是数据库的形式以存储特定脉冲形状的高分辨率值的,且可能需要高速数模转换器),脉冲幅度调制模块820因以类似于开关电源电路的方式使用LC无功元件而可实现高效率。
[0186] 往回参考图3至图5,输出信号PAM_out'内的脉冲具有平顶,其被视为平顶脉冲幅度调制,但不限于此。天然脉冲幅度调制也可以应用于本发明。平顶脉冲幅度调制和天然脉冲幅度调制在图10中示意性地示出。在自然脉冲幅度调制中,每个调制脉冲(在一输出信号PAM_out”内)的幅度/包络直接正比于脉冲宽度内的调制信号(例如,PAM_in)中对应于所术每个脉冲的那一个。为了实现自然脉冲幅度调制,脉冲幅度调制模块可包含上采样子模块以产生高于脉冲率的一有效采样率。
[0187] 图11所示为本发明一实施例的驱动电路A2的示意图。驱动电路A2包括一脉冲幅度调制模块A20、一积分-微分模块(ΔΣ模块或sigma-delta模块)A21、一数模转换器A23及一电源放大器A24。脉冲幅度调制模块A20包括一上采样子模块A200及一脉冲整形子模块A202。
[0188] 在图11中所示的实施例中,上采样子模块A200可包括一采样器A201和一多速率处理电路A203。采样器A201用来普通/源采样速率(例如,RS=1/TS)执行采样操作,并获得(普通)样本PAM_in[n]。在一个实施例中,多速率处理电路A203可包括一
抽取滤波器A203_D和插值滤波器A203_I,用来利用采样率RS对多个样本PAM_in[n]分别执行抽取操作和插值操作。使得(脉冲幅度调制模块A20的)一输出信号PAM_out”的等效/结果采样率RS(up)高于普通/源采样率RS。等效/结果采样率RS(up)可以是采样率RS的M倍,即RS(up)=M·RS=M/TS,M为整数。在一个实施例中,在第n个脉冲内,上采样子模块A200可获得多个上样本PAM_in[n,m],其中对于m=0,1,…,(M’-1)且M'≤M,上样本PAM_in[n,m]可表示为PAM_in[n,m]=PAM_in(t|t n·TS+m·(TS/M)),其中PAM_in(t)是输入信号PAM_in的连续时间函数。在一个实施例中,M’·(TS/M)的值可以等于脉冲宽度Twidth,即M’·(TS/M)=Twidth。当M'够大时,例如,假设占空因数DF小于1,M'可在16到128的范围,(脉冲幅度调制模块A20)输出信号PAM_out”的波形会看起来像图10中所示的自然脉冲幅度调制。上采样子模块A200的输出信号PAM_out”可以在数学上表示为PAM_out”(t)=PAM_in(t)·(Σn rp(t–nTS))。须注意,输出信号PAM_out”(在自然脉冲幅度调制中)的每个脉冲24'内的幅度变化将反映相对应的源信号(例如,输入信号PAM_in)。抽取滤波器/操作和插值滤波器/操作的细节在本领域中是已知的,为简洁起见,在此不再叙述。
[0189] 在一个实施例中,脉冲整形子模块A202可存储特定脉冲形状p(t)的M'个值。对于m=0,1,…,(M’-1),脉冲值p[m]可以表示为p[m]=p(m·(TS/M))。脉冲整形子模块A202的操作可等效于使用上样本的PAM_in[n,m]和脉冲值p[m],在时域中将输出信号PAM_out”的脉冲24'乘以特定脉冲形状p(t)。在上采样子模块A200的输出信号PAM_out”上施加脉冲形状后,PAM模块A20的输出信号PAM_out可在数学上以连续时间函数形式表示为PAM_out(t)=PAM_in(t)·(Σn rp(t–nTS))。须注意,在图11所示的输入信号PAM_in、输出信号PAM_out和PAM_out”实际上实做时可以是
数字信号,其在上面的连续时间函数中示例性地示出。
[0190] 假设图11的脉冲幅度调制模块A20内的信号在数字域中操作,则数模转换器A23必须将数字信号转换为
模拟信号。另外,积分-微分模块A21耦接至脉冲整形子模块A202和数模转换器A23之间,用来在整个脉冲宽度Twidth(或数字域中的M'个)上重新分配(残余)误差能量,使得(残余)误差能量在整个脉冲宽度Twidth(或M'个)上均匀分布。
[0191] 图12所示为本发明一实施例的积分-微分模块A21的示意图。积分-微分模块A21类似于常规积分-微分模块,其包括减法器SUB1、SUB2、一量化器A210和一延迟元件A212。与常规积分-微分模块不同,积分-微分模块A21还包括一乘法器MP、一多路复用器MX和一控制器A214。
[0192] 积分-微分模块A21是
迭代积分-微分模块。换句话说,积分-微分模块A21可在一个脉冲周期内执行若干次迭代。例如,在第一次迭代(即,i=1)时,控制器A214可控制多路复用器MX,使得对应于一个脉冲开始时的时刻的(初始)误差Δm(1)为0,即,对于m=0,Δm(1)=0,并且对于m=1,…,(M’-1),脉冲的其它时刻的误差Δm(1)是Δm(1)=ym-xm,其与传统的积分-微分模块相同。对于第二次迭代(即,i=2),控制器A214可控制多路复用器MX,使得对应(2) (2) (1)
于脉冲开始时的时刻(即Δ0 )的误差Δm 是相关于ΔM’-1 (此误差对应于第一次迭代的最后一个时刻)。简而言之,控制器A214可控制多路复用器MX,使得第二次迭代的初始误差Δm=0(2)可以是Δ0(2)=r·ΔM’-1(1),其中比率r可比1小,如在一个实施例中,比率r可以是
0.5,但不限于此。控制器A214也可控制多路复用器MX,使得对于m=1,…,(M’-1),Δm(2)=ym-xm,其与常规积分-微分模块相同。对于之后的迭代(即,i≥3),控制器A214可控制多路复用器MX,使得一误差Δ0(i)相关于ΔM’-1(i-1)(此误差对应于前一次迭代的最后时刻),且对于m=1,…,(M’-1),Δm(i)=ym-xm,这与常规积分-微分模块相同。当Δm(i)收敛时或当迭代次数达到预定义数时,迭代操作可结束。然后,积分-微分模块A21将对应于最新迭代的ym作为积分-微分模块A21的输出y给数模转换器A23。
[0193] 在迭代积分-微分模块中,误差Δm在一开始初始化为0,这引起额外的失配,并且当m接近(M'-1)时会升高Δm。在没有迭代积分-微分模块A21的情况下,先前脉冲的残余误差Δm将被馈送到电流脉冲中,此为不合理的。利用迭代积分-微分模块A21,(残余)误差Δm可以均匀地从m=0到m=M'-1重新分配。因此,可以有效地使用数模转换器A23的动态范围或分辨率。
[0194] 须注意,具有普通采样率RS的采样子模块3200的输出信号PAM_out'被普通sinc函数的主瓣(mainlobe,对应于普通采样率RS)在频域的信号频带(即人类可听频带)内被扭曲失真。相比之下,通过上采样子模块A200,其等效采样率达到RS(up)=M·RS,频域中sinc函数的主瓣(对应于采样率RS(up))已经被加宽了M倍,并且在信号频带或人类可听频带内变得几乎平坦。因此,如果利用具有上采样子模块A200的脉冲幅度调制模块A20来产生脉冲幅度调制输出信号,则在采样过程期间源信号(如声音输入信号AD_in)将更少失真。
[0195] 从另一个角度来看,包括脉冲幅度调制模块320的驱动电路32足以用于如AST2560的高
质量高音扬声器以产生全频音频声音,其中其频率响应(AST 2560)是平坦达到40KHz。然而,没有多少高音扬声器表现出如此高的频率响应。大多数高音扬声器只能达到25-
30KHz的平坦频率。如图13所示,本发明的脉冲幅度调制方法的
修改版本可应用于具有较低最大频率响应的高音扬声器。
[0196] 图13所示为本发明一实施例的一声音产生设备B0的示意图。声音产生设备B0包括一驱动电路B2及一声音产生装置B4。声音产生装置B4可以是现有扬声器,其最大频率略高于最大可听频率,如Dayton ND20FB-4。驱动电路B2包括脉冲幅度调制模块B20一分频模块B22,一电源放大器B24及一求和单元(即加法器)B26。
[0197] 如图14所示,分频模块B22包括一对匹配的
高通滤波器B22_H和低通滤波器B22_L。高通滤波器B22_H和低通滤波器B22_L可具有相同的截止频率fC。截止频率fC可处于可听频带的中间。例如,截止频率fC可以在3KHz到10KHz之间。分频模块B22可接收声音输入信号AD_in。高通滤波器B22_H产生一高通分量HPC(声音输入信号AD_in超过/高于截止频率fC的信号分量),而低通滤波器B22_L产生一低通分量LPC(声音输入信号AD_in低于/低于截止频率fC的信号分量)。
[0198] 与声音输入信号AD_in相关的低通分量LPC被馈送到脉冲幅度调制模块B20并且用作脉冲幅度调制模块B20的输入信号PAM_in。脉冲幅度调制模块B20在低通分量LPC上执行脉冲幅度调制以产生脉冲幅度调制信号PAM_out。脉冲幅度调制模块B20可以由PAM模块320,820,A20之一者实现。
[0199] 加法器B26将脉冲幅度调制信号PAM_out与高通分量HPC相加以产生输出信号ADD_out,即ADD_out=HPC+PAM_out。根据输出信号ADD_out,功率放大器B24可产生驱动电路B2的输出/驱动信号AD_out,以驱动声音产生装置B4。
[0200] 换句话说,在驱动电路B2中,声音输入信号AD_in的高通分量HPC直接用于驱动声音产生装置,而低通分量LPC首先被脉冲幅度调制然后用于驱动声音产生装置。驱动电路B2利用高通分量HPC来补偿声音产生装置B4(高音扬声器)最大频率不够高的不足。因此,声音产生设备B0仍然能够产生完整音频范围内的声音。
[0201] 图15绘示出实验测量的声音产生设备10的输出(在声压级方面)的频率响应。具体地,实线表示实验测量的声音产生设备10以21每秒千脉冲(Kpps)操作的频率响应。采用高级扬声器 RT002A(可供零售给自己动手做爱好者使用)作为声音产生装置14。实验用的输入信号AD_in包括16个正弦信号/等幅波,其频率均匀分布在53Hz至6KHz。须注意,如图15虚线所示意性绘示,当用传统驱动波形驱动时, RT002A的可用平坦频率响应是2KHz-40KHz。从图15可以看出,通过利用本发明的驱动电路(包括脉冲幅度调制模块)及脉冲幅度调制驱动波形, RT002A的2KHz-40KHz的频率响应被扩展到在53Hz至6K Hz频率范围内有基本平坦的频率响应。
[0202] 须注意,当脉冲幅度调制-超声脉冲阵列机制应用于如声音产生设备10中时,通过适当地选择声音产生装置14的弹性常数k,可能具有声音产生装置14的等效最大线性偏移被放大或甚至加倍的效果,这被称为“Xmax倍增”效应,其中Xmax表示声音产生装置14的最大线性偏移,其与声音产生装置的线圈(或振膜)从其中性
位置的位移有关。
[0203] 通过利用声音产生装置14中存在的弹性
支撑机制带来的恢复力Fr来实现“Xmax倍增”效果,其中恢复力Fr可以表示为Fr=-k·D,其中D表示声音产生装置14的振膜的位移。须注意,恢复力Fr与位移成比例,且如申请号为201910039667.5专利中所讨论,脉冲幅度调制-超声脉冲阵列声音产生装置的位移与(1/f)成比例,其中f是产生的声音的频率,即Fr∝-D∝(1/f)(公式-Fr)。公式-Fr的净效应是在声音产生装置的声压级输出中产生具有转角/截止频率fC的高通滤波效果。
[0204] 高Xmax的优点是已知可允许更大的振膜位移以产生更高的输出声压级或将低音扩展到更低的频率。对于给定的Xmax,具有较高k的声音产生装置14将导致从中性位置的一特
定位移D及一给定脉冲周期tPulse具有较高的Fr,且这种较高的Fr将产生较大的恢复位移DFr,即, 须注意,由于Fr∝-D,恢复位移DFr的方向与位移D的方向相反。也就是说,DFr的正负号也与位移D相反。换句话说,较大的恢复位移DFr将扩大有效Xmax并允许声音产生装置14能够容忍更多脉冲在相同方向上推动而不会饱和。如此一来,对于脉冲幅度调制-超声脉冲阵列声音产生机制,如果两个声音产生装置具有相同的Xmax但是不同的弹性常数k,那么具有更高k的那个可能实际上具有更好的低频扩展和动态范围。
[0205] 当声音产生装置14的弹性常数k小时,由恢复力Fr引起的HPFFr效应可忽略且HPFFr的转角频率fC将非常低。在这种情况下,需要输入信号电平HPFSig以防止声音产生装置14移动超过Xmax来避免失真急剧上升并防止声音产生装置14被破坏。另一方面,当声音产生装置14的弹性常数k够高时,HPFFr的fC接近HPFSig的fC,则位移DFr诱导的Fr的幅度将接近Xmax,且可以定义为Xmax-DFR的有效最大线性偏移将接近2·Xmax。
[0206] 在一第一实施方式中,音频系统可对声音输入信号AD_in使用-6dB/倍频程(Octave)高通滤波器,以将
音频信号分量的能量降低到高通滤波器(HPFSig)的转角频率fC以下,以防止声音产生装置14进入受限于声音产生装置14的Xmax的非线性区域。在声音产生设备10的第二(较优选的)实施方式中,声音产生装置14的弹性常数k有意地调整,使得声音产生装置的k诱导的HPFFr效应的转角频率fC等于先前(第一)实施方式中使用HPFSig过滤声音输入信号AD_in中相同的fC,其防止声音产生装置进入受限于声音产生装置14的Xmax的非线性区域。在这种情况下,“Xmax倍增”效应将在设备10的第二实施方式中发生,但不会在第一实施方式中发生。须注意,在第一实施方式中,HPFSig被施加于输入信号,而在较优选的第二实施方式中,HPFFr将在未滤波的驱动信号被施加到声音产生装置14时生效。
[0207] “Xmax倍增”效应将允许所得到的脉冲幅度调制-超声脉冲阵列驱动的声音产生装置(如声音产生设备10)增强功率处理能力。例如,当“Xmax倍增”效应发生时,声音产生设备10可以在声压级中获得6dB,同时保持相同的f-3dB。或者,声音产生设备10可将-3dB频率f-3dB减小一半并延长低音操作频率范围,同时保持相同的声压级。
[0208] 在一个实施例中,声音产生装置14可以是
微机电系统(micro-electrical-mechanical-system,MEMS)装置而非使用高音扬声器。
[0209] 具体而言,微机电系统声音产生装置14可是“基于位置的”声音产生装置,其在在驱动电压/信号施加到其中的
致动器的电极时,致动器可
变形,例如,施加在跨过其顶部电极和底部电极,使得致动器的变形将导致其振膜变形,从而到达特定位置,其中振膜的特定位置由施加到致动器的电极的驱动电压/信号决定。此外,振膜的特定位置正比于施加到致动器的电极的驱动电压/信号。
[0210] 对于压电(piezoelectric)效应致动的致动器,振膜的位置由致动器变形多少来决定,其相关于压电材料的
介电常数d31和施加跨过顶部及底部电极的驱动电压/信号的乘积,如图17中所示的电极C21和C23。
[0211] 对于声音产生装置14是“基于位置”的声音产生装置(如一压电力致动微机电系统装置)的情况,电极142将驱动致动器,该致动器层叠在振膜140上,以使振膜140根据驱动信号AD_out移动到特定位置。如果振膜运动的反应时间明显短于一脉冲周期时间,则在多个脉冲周期内振膜140的这种运动将以空气脉冲率产生多个空气脉冲,空气脉冲率是脉冲周期时间(如Tcycle)的倒数,其中空气脉冲率高于最大人类可听频率。由声音产生装置14产生的所述多个空气脉冲将各自具有非零声压级偏移,每个空气脉冲的幅度及其非零偏移正比于以所述空气脉冲率采样的输入信号的幅度,且与多个空气脉冲相关联的声压级在多个脉冲周期上可以是非周期性的。
[0212] 作为微机电系统装置的声音产生装置14及其相对应的驱动电路的细节描述如下。图16所示为本发明一实施例的一声音产生装置C4的俯视图。图17所示为本发明一实施例的一声音产生装置C4的剖面图。在此实施例中,声音产生装置C4可为锆
钛酸铅(PbZr(x)Ti(1-x)O3或PZT)致动的微机电系统装置,其可以由绝缘体上
硅(silicon on insulator,SOI)晶片(如具有厚度为3~6μm的硅及厚度为1~2μm的PZT层)所制造。
[0213] 在图16及图17所示的实施例中,声音产生装置C4可包括多个单元C2(其也可注释/标记为D0~D5和A),一选择性的前面板C11、一选择性的后面板C13。如图17所示,每个单元C2包括一振膜层C25、包括一压电层C22的一致动器层C22,层叠在压电层C22顶部的一顶部电极层C21,以及夹在压电层C22和振膜层C25之间的一底部电极层C23。压电单元振膜致动器C22和单元电极C21、C23可以通过诸如
物理气相沉积(Physical Vapor Deposition,PVD)或
化学气相沉积(Chemical Vapor Deposition,CVD)溅射或溶胶-凝胶
旋涂的方法设置在单元振膜C25上,但不限于此。在电极C21和C23之间施加一单元驱动电压VD,以引起压电层C22的变形。当在其线性范围内工作时,执行器C22的变形可以表示为ΔD∝ΔVD·d31,其中ΔD是变形量,ΔVD_D是施加电压的变化,d31是压电材料的介电常数。通过图17的分层结构,致动器C22的变形将导致单元振膜C25变形并导致其表面向上或向下移动。
[0214] 在针对高音频分辨率优化的实施例中,施加到单元D0~D5的单元驱动电压VD(具体地称为单元驱动电压VD,D0~VD,D5)可以具有大约|VD,D0|:|VD,D1|:|VD,D2|:|VD,D3|:2·|VD,D4|:2·|VD,D5|≈20:21:22:23:24:25(公式-2)的关系,使得产生的单元D0~D5的声压级有SPLD0:SPLD1:SPLD2:SPLD3:SPLD4:SPLD5=20:21:22:23:24:25(公式-3)的关系。
[0215] 在针对高输出声压级优化的另一实施例中,单元驱动电压VD,D0~VD,D5可具有相同的值,即|VD,D0|=|VD,D1|=|VD,D2|=|VD,D3|=|VD,D4|=|VD,D5|,使得每个单元C2产生的声压级等于1/2·SPLD5,其中SPLD5是前一示例/实施例标记为D5的单元产生的声压级。
[0216] 在一个实施例中,施加到单元D0~D5的单元驱动电压VD可以是开关模式信号(即二元信号)其在一高电压Vmax-DQ和一
低电压Vmin-DQ之间切换,编号Q的范围从0到5且Vmax-DQ–Vmin-DQ=VD,DQ。施加到单元A的单元驱动电压VD可以是由数模转换器产生的多电平信号,其具有任何2R电压电平均匀地分布于Vmin-A到Vmax-A,其中R是数模转换器的每采样位分辨率,且Vmax-A-Vmin-A=VD,A。
[0217] 压电致动声音产生装置C4是“基于位置”的声音产生装置的示例,其中
压电致动器C22在对(顶部和底部)单元电极C21和C23两端施加电压下变形,这种变形又导致硅单元振膜C25的变形,使得硅振膜的位置也发生变化。对于基于位置的声音产生装置根据脉冲幅度调制-超声脉冲阵列机制操作,振膜C25的振膜运动响应时间常数tR应显着短于空气脉冲周期时间Tcycle,即tR<<Tcycle(公式-4)。当满足公式-4的条件时,通过振膜C25的运动在空气脉冲周期i内产生的声压级SPLi可表示为 其中aMbrn是当产生与特定空气脉冲周期i相关的空气脉冲时振膜C25的加速度,ΔPi是振膜C25的运动(即位置差),ΔVDi是对应于一特定空气脉冲i的脉冲周期Tcycle期间的驱动电压的变化。具体地,ΔPi表示振膜C25从第(i-1)个脉冲周期到第i个脉冲周期的位置差,即ΔP(i)=P(i)-P(i-1),ΔVDi表示从第(i-1)个脉冲周期到第i个脉冲周期的驱动电压差,即ΔVD(i)=VD(i)-VD(i-1)。
[0218] 从公式-5可知,在致动器C22的线性范围内,由声音产生装置C4产生的气压脉冲i的SPLi仅取决于(或成比例地)在脉冲周期Tcycle期间振膜C25的位置变化ΔPi或者在脉冲周期Tcycle期间施加到电极C21和C23的驱动电压差ΔVDi,且此SPLi独立于振膜C25的初始/绝对位置或在气压脉冲周期i开始时施加到电极C21和C23的一初始/绝对电压。
[0219] 换句话说,在每个脉冲周期期间,本发明的基于位置的脉冲幅度调制-超声脉冲阵列声音产生装置的操作可以概括为S(i)∝SPLi∝ΔP∝ΔVD(i),其中ΔVD(i)表示时刻i的驱动电压VD(i)与时刻(i-1)的驱动电压VD(i-1)的电压差,即ΔVD(i)=VD(i)-VD(i-1),S(i)表示在时间i的(采样)音频源信号,而SPLi表示与S(i)对应的声压级。
[0220] 在一个实施例中,声音产生装置C4可以包括Ncell个脉冲产生单元C2,其中一些单元C2由开关模式信号(即二元信号)驱动,而其他单元C2由多电平信号驱动,即M-ary信号,公式-5中的位移ΔP将对应于在一个脉冲周期期间由所有Ncell单元产生的位移的总和,即而ΔVD将对应于适合产生这种ΔP的驱动电压(对于每个单元可不同)的集合。
[0221] 图18所示为本发明一实施例的一声音输入信号S(t)和一驱动电压VD(t)的波形的示意图。举例来说,声音输入信号S(t)在采样时刻t0-t9具有样本S(t0)-S(t9),驱动电压VD(t)在采样时刻t0-t8具有瞬时值VD(t0)-VD(t8),其中VD(ti)=VD(ti-1)+ΔVD(ti)且ΔVD(ti)=k·S(i),k为常数。意即,在时间tn的驱动电压VD(tn)对某个初始时间t0,可表示为[0222] 图19所示为本发明一实施例的一声音产生设备E0的示意图。声音产生设备E0包括一驱动电路E2和声音产生装置C4。驱动电路E2接收声音输入信号S,并用来产生包括用于声音产生装置C4内的单元D0~D5和A的单元驱动电压VD,D0-VD,D5及VD,A,A的驱动信号AD_out。驱动电路E2可以包括一采样模块E20、一求和模块E22和一转换模块E24。
[0223] 采样模块E20用来在采样时刻t0-tN获得样本S(t0)-S(tN)(在图19中缩写为S(tn)),采样时刻t0-tN可符合采样率RS=1/TS。
[0224] 求和模块E22用来根据样本S(t0)-S(tN),获得对应于采样时刻t0-tN的基于位置的声音产生装置的驱动电压VD(t0)-VD(tN)(在图19中缩写为VD(tn))。在一个实施例中,求和模块E22可以执行上述所示公式-6以获得驱动电压VD(tn),但不限于此。
[0225] 须注意,通常希望滤除超低频分量(例如低于30Hz)以防止声音产生装置14进入饱和状态。须进一步注意,求和模块E22具有6dB/倍频程的频率响持续向0Hz上升。在一个实施例中,具有fC=30Hz的6dB/倍频程超低频滤波器和求和模块E22的效果可以通过具有fC=30Hz的单个6dB/倍频程低通滤波器来实现。本实施例所示的数字
信号处理步骤的变化为训练有素的数字信号处理工程师所熟知,且应视为本发明的一部分。
[0226] 转换模块E24用于根据驱动电压VD(tn)产生单元驱动电压VD,D0-VD,D5,VD,DX及VD,A。基于公式-2和公式-3,转换模块E24的操作类似于模数转换器或量化器,其中单元D5~D0的单元驱动电压VD,D5~VD,D0可视为对应于最高有效位(most significant bits,MSB)的值,且单元A的驱动电压VD,A可视为对应于/相似最低有效位(least significant bits,LSB)的值。
[0227] 用图16的单元结构在声压级优化机制驱动为例,让对应于单元{D5,D4,D3,D2,D1,A}的驱动电压{VD,5,VD,4,VD,3,VD,2,VD,1,VD,0,VD,A}在脉冲周期i中具有 的值且这些值在脉冲周期i+1变为 并产生spl_i的声压级值做为结果。然
后,根据本发明的方法,也可以通过{VD,5,VD,4,VD,3,VD,2,VD,1,VD,0,VD,A}转换产生相同的spl_i,如从 到 或从 到
或从 到 等。
[0228] 图20所示为本发明一实施例的一声音产生设备F0的示意图。将图16所示的单元结构驱动于一分辨率优化机制作为示例,声音产生设备F0可包括一采样和映射模块F2、一多级驱动器F4、一对应于D5~D0的开关模式驱动器F6和声音产生装置C4。多级驱动器F4可为14每采样位(bit-per-sample,bps)的数模转换器。声音产生设备F0的总体每位分辨率是
14bps(通过F4)加6bps(通过F6),其将是20bps。换句话说,可以表示于F0的值是0~0xfffff(十六进制),且根据上述公式-6产生的驱动电压VD(tn)通
过采样和映射块F2映射到F0的值域。
[0229] 开关模式驱动器F6耦合到驱动电压VD(tn)的5个最高有效位(most-significant-bits,MSB),且产生用于声音产生装置C4中单元D0~D5的单元驱动电压VD,D0-VD,D5。数模转换器模块F4耦合到驱动电压VD(tn)的低有效位(less-significant-bits,LSB),以产生声音产生装置C4内的单元A的单元驱动电压VD,A。
[0230] 如在申请号为201910039667.5的专利中所讨论,在超声脉冲阵列-脉冲幅度调制声音产生机制中,给定平坦输出声压级频率响应,振膜的位移D对频率f具有D∝(1/f)的关系,这意味着音频f越低位移D越大。此外,振膜的位移D受到声音产生装置的可用偏移范围的限制。例如,在与上述图20相关的示例中,图16的九个C2单元的偏移范围对应于设备F0的值域0~0xfffff(十六进制)。
[0231] 为了防止声音产生装置被限幅(clipping),即由于振膜位移的饱和引起的失真,可能需要适当的高通滤波/滤波器(high pass filtering/filter,HPF)。
[0232] 图21绘示等响度(0Phons、10Phons、20Phons、…、100Phons)的轮廓和表示未限幅声压级极限和相应声压级的线。直线G01是根据本发明且同时保证非限幅操作,基于位置的微机电系统声音产生装置的特定实施例的声压级极限的示例。虚线G02-G04表示3个不同的声压级(90dB、80dB、70dB),其保持平坦频率响应。线G02表示在截止频率fC=1KHz以上平坦频率响应的声压级为90dB;线G03表示在截止频率fC=316Hz以上平坦频率响应的声压级为80dB;线G04表示高于截止频率100Hz的平坦频率响应的声压级为70dB。如图21所示,对于根据本发明操作的微机电系统声音产生装置,在截止频率与高于截止频率的平坦频率响应的声压级之间需要取舍。选择这些截止频率中的任何一个及其对应的高通滤波的非限幅声压级极限曲线G02~G04(以防止削波),将涉及牺牲平坦响应声压级或截止频率fC。另外,具有固定衰减斜率(例向低频有-6dB/倍频程)和转角频率fC的这种高通滤波,设计为基于最坏情况的音频源输入情况来保证非限幅操作,这导致在大多数情况下的过度滤波。无论整个音频信号是否会导致实际限幅,声音输入信号的低频分量将被这种高通滤波滤除。
[0233] 为了克服上述
缺陷,图1的驱动电路12可包括一平坦响应最大化模块(如图22的H20),以实现最大平坦(即尽可能接近平坦)频率响应。通过基于输入数据的实时交互与微机电系统声音产生装置的操作,最大平坦的频率响应可自适应地调整信号处理链/参数来实现。
[0234] 图22所示为本发明一实施例的一驱动电路H2的示意图。驱动电路H2类似于驱动电路E2,因此,相同的部件用相同的符号表示。与驱动电路E2不同处在于,驱动电路H2还包括一平坦响应最大化模块H20,其耦合在采样模块E20和求和模块E22之间。平坦响应最大化模块H20接收声音输入信号S(t)的多个样本S(tn),并根据多个样本S(tn)产生多个处理后样本S(tn)(P)。
[0235] 图23所示为本发明一实施例的平坦响应最大化模块H20的示意图。平坦响应最大化模块H20包括一第一滤波器H200、一混合子模块H202和一控制单元H204。
[0236] 耦合到一第一节点N的第一滤波器H200可为高通滤波,用来对样本S(tn)执行第一高通滤波操作并根据样品S(tn)产生多个滤波后样本S(tn)(F)。第一高通滤波操作可对应于一第一截止频率fc1且在截止频率fc1下大约以-6dB/倍频程下降。截止频率fc1(如1KHz)可如图21中G01和G02之间的交叉点所示。
[0237] 混合子模块H202包括耦合到第一滤波器H200的一第一输入端和耦合到第一节点N的一第二输入端。混合子模块H202用来执行样本S(tn)和滤波后样本S(tn)(F)的线性组合(即混合操作)S(tn),根据比率系数a(其中0≤a≤1),使得混合子模块H202的一输出端输出处理后样本S(tn)(P)为S(tn)(P)=a·S(tn)+(1-a)·S(tn)(F)。混合子模块H202可简单地通过两个乘法器来实现a·S(tn)及(1-a)·S(tn)(F)的操作以及一个加法器来实现a·S(tn)+(1-a)·S(tn)(F)的操作。为了最小化由混合子模块H202的输入间的
相移引起的异常,滤波器H200可用0相有限脉冲响应(Finite impulse response,FIR)技术实现。
[0238] 耦合到混合子模块H202的控制单元H204用来计算比率系数a。控制单元H204可由
微控制器(Microcontroller,MCU)、
专用集成电路(Application-Specific Integrated Circuit,ASIC)、
数字信号处理器(Digital signal processor,DSP)或其他计算设备实现,但不限于此。在一个实施例中,控制单元H204可以耦合到求和模块E22的输出端,以判断驱动电压VD是否将要被声音产生装置C4限幅。如果控制单元H204判断驱动电压VD即将被限幅,则控制单元H204将比率系数a调低,这意味着防限幅操作(由第一滤波器H200完成)在处理后样本S(tn)(P)内变得更加显着。如果控制单元H204判断驱动电压VD离限幅很远,则控制单元H204将比率系数a调高,这意味着未处理的(原始)样本S(tn)在处理后样本S(tn)(P)内变得更显着。在一个实施例中,第一截止频率fc1也可以由控制单元H204决定。
[0239] 图24所示为本发明一实施例的平坦响应最大化模块I20的示意图。平坦响应最大化模块I20类似于平坦响应最大化模块H20,因此,相同的组件由相同的符号表示。与平坦响应最大化模块H20不同在于,平坦响应最大化模块I20还包括一整形子模块I22和一第二滤波器I24。
[0240] 整形子模块I22是一低音频动态范围整形器,其用来重塑/压缩样本S(tn)(或在第一节点N的第一信号SN)的低音频分量的一动态范围并产生多个整形样本S(tn)(R)。如图25所示,在一个实施例中,整形子模块I22包括一低频升压部分I220、一压缩部分I222和一低频等化部分I224。低频升压部分I220耦接至第一节点N,用于在第一节点N处升压或放大第一信号SN的低频分量(第一信号SN低于特定频率fCL的分量),或等效地对第一信号SN执行低频升压(low-frequency boosting)操作并产生一低频升压信号SLFB。压缩部分I222用于压缩低频升压信号SLFB,以产生一压缩信号SC。输入输出关系绘示在图25中的块I222内部。当低频升压信号SLFB小时(如小于一特定值),压缩部分I222输出SC=SLFB做为压缩信号SC。当低频升压信号SLFB大于特定值,压缩部分I222输出SC
[0241] 第二滤波器I24也可以是高通滤波,用来对样本S(tn)执行第二高通滤波操作。第二高通滤波操作可对应于第二截止频率fc2并截止频率fc2以下具有大约-48dB/倍频程到-64dB/倍频程的高截止率。截止频率fc2可基于所考虑的声音产生装置所产生的最大Phons来选择(如,图21中直线G01与20Phons或30Phons的曲线的交点,其落在50Hz和65Hz),以去除低于截止频率fc2的频率分量。如图21中的等响度曲线所示,这些信号分量不能以足够高的响度再现以被人类听觉感知,但是在微机电系统声音产生装置C4的操作期间可能导致振膜C25的显着位移。通过滤除低于fc2的频率分量,由这种信号引起的振膜C25的位移将被保存并在人类听觉具有更高灵敏度的频率范围中被利用。截止频率fc2也可以由控制单元H204控制。
[0242] 有许多方法来实现图23和图24的信号处理链。作为示例,但不限于此,求和模块E22可以与第一滤波器H200组合,并且通过具有截止频率fc1的低通滤波器(low pass filter,LPF)替换H200+E22的功能。在所述重新排列的信号处理机制中,处理后样本S(tn)(P)可以直接从混合子模块H202输出到转换模块E24。
[0243] 在图23和/或图24的实施例中,控制单元H204可以采用一先行
缓冲器来累积Z对{S(tn),S(tn)(F)}样本,其中Z与所需用来产生块I202的截止频率fC2的系数a的可靠估计的{S(tn),S(tn)(F)}的样本数量相关。然后,控制单元H204可以根据这些Z对缓冲的{S(tn),S(tn)(F)}样本同时满足非限幅标准,计算最大系数a。
[0244] 在一个实施例中,图16中的9个单元不是被视为7个驱动节点(D5~D0,A),这9个单元可并联连接并且作为单个多电平电压如VD,A驱动。在这种情况下,9个单元并联连接并作为单个多电平电压驱动的实施例,图19的E24和C0之间的
接口被简化为一个信号VD,A,图20的块F6可以是非必要的,且所有单元都可以由VD,A驱动,其来自块F4的多级输出且并基于公式-4的原理驱动。换句话说,这实现方式纯粹基于公式-5原理中的部分(fractional)位移SPL∝ΔP∝ΔVD。
[0245] 在本实施例中,为了实现相同水平的声压级分辨率,需要增加图20的数模转换器分辨率,需要将一18位数模转换器用于块F4以实现与如前面的实施例中所讨论F0具有相同高的18位采样总分辨率。另外,由于图16中具有C4的所有单元被连接成一个驱动节点,所以将C4分成9个单独单元不再用于提高分辨率的目的,且可进行不同的配置只要公式-4响应时间的要求可以满足。
[0246] 这种完全基于公式-5的实现的一个优点是避免切换噪声,其指从数模转换器调制的A单元到开关模式控制的D0~D5单元的转换,此D0~D5之间的转换如先前给出的一个示例中所示。
[0247] 本实施例的另一个优点是将图19中E2和C0之间的
线束从7个信号减少到1个。如果驱动器E2和声音产生装置C0不能集成到一个模块中或不能彼此相邻,则这种简化可能成为关键要素。另一方面,基于7个驱动节点D5~D0+A的实现,具有以较便宜的数模转换器实现的优点,因为18bps数模转换器的成本将远高于14bps数模转换器的成本。
[0248] 其他单元分组,如将单元A做为一个多电平电压驱动单元驱动,及将图16中剩余的另外八个C2作为一个大型多电平驱动单元驱动;或者,开关模式驱动单元和多级驱动单元的其他组合都是本发明的可能配置。
[0249] 此外,平坦响应最大化模块I20/H20不限于应用于基于位置的声音产生装置的驱动电路中,模块I20/H20也可应用于基于力的声音产生装置的驱动电路中。
[0250] 更进一步地,类似于图3的3202的脉冲整形模块可以应用于图18中的ΔVDi转换的产生。例如,如从申请号为201910039667.5专利的波形中一者的脉冲形状,可以一数据库存储M*个子步骤的数据样本来实现,其中M*可以在10到50之间,并且这些M*个子步骤乘以ΔVDi,以用M*倍脉冲率产生M*子步骤,使得图18中的每个ΔVDi转换(而不是一个步骤)将在M*个子步骤中执行,并且波形不会是一阶梯函数,而是来自申请号为201910039667.5专利的波形中一者,但不限于此。
[0251] 因此,包括声音产生装置C4的声音产生设备E0可以一空气脉冲率产生多个气压脉冲,其中气压脉冲率显着高于一最大人类可听频率,且多个气压脉冲根据声音输入信号S进行脉冲幅度调制,其与申请号为201910039667.5专利实现相同的效果。与申请号为201910039667.5中所讨论的实施例相比,本发明并非依靠阀来控制
泵送元件单元的操作所产生的空气脉冲的方向,而是展示两种不同的方法(基于力的方法和基于位置的方法)产生部分振膜位移。两种方法都可以产生申请号为201910039667.5专利中讨论的脉冲幅度调制-超声脉冲阵列声音产生机制所需的多个气压脉冲,而不依赖于阀的使用。
[0252] 往回参考图15,可看出在21Kpps脉冲率附近出现一强混叠(aliasing)分量。21KHz附近的混叠分量可落入或接近人类可听频带,这是不希望有的。
[0253] 绕过混叠问题的理想解决方案是增加脉冲率。例如声音产生装置14可以42Kpps的脉冲速率操作。然而,并非所有高音扬声器都能承受如此高的频率脉冲。
[0254] 或者,在一个实施例中,声音产生设备10的声音产生装置14可以产生多个空气脉冲阵列PA1-PAM。每个空气脉冲阵列PAm具有原始空气脉冲率ROP如21Kpps。空气脉冲阵列PA1-PAM相互交错,使得由多个空气脉冲阵列PA1-PAM形成的总脉冲率是M·ROP。
[0255] 说明性地,对于M=2的实施例,图26绘示空气脉冲阵列PA1和PA2的波形。空气脉冲阵列PA1和空气脉冲阵列PA2中的每一个具有空气脉冲率ROP,意即空气脉冲阵列PA1的第一峰值与空气脉冲阵列PA2的两个连续峰值之间的中点对齐。空气脉冲阵列PA1和空气脉冲阵列PA2在时间上相互交错,使得空气脉冲阵列PA1和空气脉冲阵列PA2的聚合将具有2·RP的脉冲率如42Kpps。然后,混叠分量将移向42KHz,远远超出人类可听频带。
[0256] 图27所示为本发明一实施例的一声音产生设备J0的示意图。声音产生设备J0包括一驱动电路J2和一声音产生装置J4。
[0257] 驱动电路J2包括多个驱动子电路J2_1-J2_M。驱动子电路J2_1-J2_M中每个可以由驱动电路32、A2、B2、E2中的一个及脉冲幅度调制模块820实现,这意味着驱动子电路J2_m-J2_M中的每个驱动子电路将具有与驱动电路32、A2、B2、E2中的一个及脉冲幅度调制模块820相同或相似的电路结构。驱动子电路J2_1-J2_M产生/输出多个驱动子信号AD_out_1-AD_out_M。每个驱动子信号AD_out_m可具有与由驱动电路32、A2、B2、E2产生的驱动信号AD_out相同或相似的特性。
[0258] 声音产生装置J4包括多个振膜J40_1-J40_M和分别连接到多个振膜J40_1-J40_M的多个电极J42_1-J42_M。多个电极J42_1-J42_M接收驱动子信号AD_out_1-AD_out_M,以分别驱动多个振膜J40_1-J40_M,进而产生多个空气脉冲阵列PA1-PAM。
[0259] 此外,驱动电路J2还可包括一交错控制电路J22。交错控制电路J22耦接于多个驱动子电路J2_1-J2_M,并用以控制多个驱动子电路J2_1-J2_M,使得多个驱动子信号所产生的多个空气脉冲阵列PA1-PAM在时间上相互交错。例如,交错控制电路J22可控制驱动子电路J2_1-J2_M内的采样模块、上采样子模块或脉冲整形子模块,使得多个驱动子信号AD_out_1~AD_out_M所驱动的多个空气脉冲阵列PA1-PAM在时间上相互交错。优选地,交错控制电路J22可以控制驱动子电路J2_1-J2_M,使得空气脉冲阵列PAm及PAm+1在时间上隔(Tcycle/M)相互交错。
[0260] 从另一角度来说,振膜J40_m和电极J42_m可形成一声音产生子装置J4_m,且声音产生装置J4可被视为包括多个声音产生子装置J4_1-J4_M。在一个实施例中,声音产生子装置J4_m可以是独立的高音扬声器。声音产生子装置J4_1-J4_M可以紧密地配置,或者分布配置在房间或空间上/中。
[0261] 在一个实施例中,声音产生子装置J4_m也可以由微机电系统声音产生装置C4实现。对于由微机电系统声音产生装置C4实现的声音产生子装置J4_m的情况,声音产生子设备J4_m与相应的驱动子电路J2_m之间的相互作用,与驱动电路E2与声音产生装置C4之间的相互作用相同或相似,为简洁起见,在此不再叙述。
[0262] 图28所示为本发明一实施例的一声音产生装置K4的示意图。声音产生装置K4类似于现有扬声器CMS-16093-078X-67。耦合到声音产生装置K4的驱动电路可为上述驱动电路32,A2及B2中一者。声音产生装置K4包括一振膜K40,用来根据脉冲幅度调制-超声脉冲阵列声音产生机制振动并产生多个气压脉冲。另外,声音产生装置K4还包括波导组件K44_1和K44_2。波导组件K44_1和K44_2形成路径K46_1和K46_2。气压脉冲通过路径K46_1以产生如空气脉冲阵列PA1,且通过路径K46_2以产生空气脉冲阵列PA2。
[0263] 适当地设计路径K46_1和K46_2的长度,使得空气脉冲阵列PA1和PA2相互交错。例如,假设CMS-16093-078X-67的长度为16mm,且21KHz脉冲率的波长为16.3mm。可以设计路径K46_1和K46_2的长度,使得路径K46_1和K46_2之间的长度差值大约为8.16mm,使得得到的空气脉冲阵列PA1和PA2交错。
[0264] 总而言之,在本案中,脉冲幅度调制-超声脉冲阵列驱动机制用于驱动基于力的声音产生装置和基于位置的声音产生装置。此外,本案提供脉冲交织方案以增加总脉冲率。
[0265] 以上所述仅为本发明的优选实施例而已,并不用于限制本发明,对于本领域的技术人员来说,本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内,所作的任何修改、等同替换、改进等,均应包含在本发明的保护范围之内。