本発明は、電子写真プロセスにより画像を形成する画像形成装置に好適な電源装置に関し、特に圧電トランスを用いる電源装置と、その電源装置を含む画像形成装置に関するものである。

従来から知られている電子写真方式の画像形成装置において、感光体に転写部材を当接させて転写を行なう直接転写方式を採る場合、転写部材には導電体の軸を持つローラ状の導電性ゴムを用い、感光体のプロセススピードに合わせ回転駆動させている。

そして、転写部材に印加する電圧として、直流バイアス電圧を用いている。 この時、直流バイアス電圧の極性は、通常のコロナ放電式の転写電圧と同じ極性である。 しかし、こうした転写ローラを用いて良好な転写を行なうためには、通常３ｋＶ以上の電圧（所要電流は数μＡ）を転写ローラに印加する必要があった。 上述したような画像形成処理に必要とされる高電圧を生成するために、従来は巻線式の電磁トランスを使用していた。 しかし、電磁トランスは、銅線、ボビン、磁芯で構成されており、上記のような仕様の画像形成装置に用いる場合は、出力電流値が数μＡという微小な電流のために、各部に於いて漏れ電流を最大限少なくしなければならなかった。 そのため、トランスの巻線を絶縁物によりモールドする必要が有り、しかも供給電力に比較して大きなトランスを必要としたため、高圧電源装置の小型化・軽量化の妨げとなっていた。

そこで、これらの欠点を補うために、薄型で軽量の高出力の圧電トランスを用いて高電圧を発生させることが検討されている。 すなわち、セラミックを素材とした圧電トランスを用いることにより、電磁トランス以上の効率で高電圧を生成する事が可能となり、しかも、一次側および二次側間の結合に関係なく一次側と二次側の電極間の距離を離す事が可能となるので特別に絶縁の為にモールド加工する必要がないため、高圧発生装置を小型・軽量にできるという優れた特性が得られている。

ここで、圧電トランス式高圧電源の従来例を、図１３の参照により説明する。 図１３に示す回路は高圧電源であり、１０１は高圧電源の圧電トランス（圧電セラミックトランス）である。 圧電トランス１０１の交流出力はダイオード１０２、１０３及び高圧コンデンサ１０４によって正電圧に整流平滑され、負荷である転写ローラ（不図示）に供給される。 出力電圧は抵抗１０５、１０６、１０７によって分圧され、保護用抵抗１０８を介して比較回路であるオペアンプ１０９の非反転入力端子（＋端子）に入力される。 他方、オペアンプ１０９の反転入力端子（−端子）には抵抗１１４を介してＤＣコントローラ２０１からアナログ信号である高圧電源の制御信号（Ｖｃｏｎｔ）が接続端子１１８に入力される。

オペアンプ１０９と抵抗１１４とコンデンサ１１３を図１３のように接続して、積分回路を構成することにより、抵抗１１４とコンデンサ１１３の部品定数によって決まる積分時定数で平滑された制御信号（Ｖｃｏｎｔ）がオペアンプ１０９に入力される。 オペアンプ１０９の出力端子は電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０（圧電トランス駆動周波数の発生手段）に接続され、この電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０の出力端子はトランジスタ１１１のベースに接続される。 トランジスタ１１１のコレクタはインダクタ１１２を介して電源（＋２４Ｖ）に接続されていると同時に、圧電トランス１０１の一次側の電極の一方に接続される。 この一次側の電極の他方は接地される。 また、トランジスタ１１１のエミッタも接地される。 なお、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０は入力電圧が上がると出力周波数（出力する圧電トランス駆動周波数）は下がり、入力電圧が下がると出力周波数は上がるような動作を行なう。

また、一般に圧電トランスの特性は、図４に示すような共振周波数ｆ０において出力電圧が最大となるような裾広がりな形状をしており、周波数による出力電圧の制御が可能である。 圧電トランスの出力電圧を増加させる場合は、この圧電トランスの共振周波数ｆ０より低い周波数領域内において駆動周波数を低い方の周波数（例えば、図４に示すＦ１）から高い方（例えば、図４に示すＦ２）へ変化させることで可能となる。

この従来例の構成により、圧電トランス１０１の出力電圧が上がると、抵抗１０５を介してオペアンプ１０９の非反転入力端子（＋端子）の入力電圧も上がり、オペアンプ１０９の出力端子の電圧は上がる。 そして、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０の入力電圧が上がるので、圧電トランス１０１の駆動周波数は下がる。 この駆動周波数が下がることにより圧電トランス１０１の出力電圧が下がるため、その結果、出力電圧を下げる方向に制御が行われることとなる。 すなわち、この回路は、負帰還制御回路を構成している。

一方、圧電トランス１０１の出力電圧が下がると、オペアンプ１０９の非反転入力端子（＋端子）の入力電圧も下がり、オペアンプ１０９の出力端子の電圧は下がる。 つまり、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０の入力電圧が下がるので、圧電トランス１０１の駆動周波数は上がり、その結果、圧電トランス１０１は出力電圧を上げる方向に制御が行われることとなる。 このように、オペアンプ１０９の反転入力端子（−端子）に入力されるＤＣコントローラ２０１からの制御信号（Ｖｃｏｎｔ）の電圧（制御電圧：以下、この制御電圧もＶｃｏｎｔで表す）で決定される電圧に等しくなるよう、出力電圧が定電圧制御される。

上述の従来技術として、例えば、以下の特許文献１に示されるものがある。

特開平１１−２０６１１３号公報

しかしながら上記の従来例の場合、オペアンプ１０９と抵抗１１４とコンデンサ１１３で構成される積分回路の積分時定数を速くした場合、出力電圧の立ち上げ時にオペアンプ１０９から電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０に入力される制御信号にオーバシュートが発生し、結果として出力電圧のオーバシュートが発生するとともに、制御電圧が共振周波数ｆ０の近傍である場合には、圧電トランス１０１の駆動周波数が共振周波数ｆ０を越えてｆ０以上になってしまい、出力電圧を制御できなくなる可能性がある。
一方、共振周波数ｆ０を越えてｆ０以上にならないように積分時定数を遅くすると、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０への制御信号も遅くなり、出力電圧のオーバシュートの発生もなくなり、圧電トランス１０１の駆動周波数が共振周波数ｆ０を越える心配のない制御が可能となる。

しかし結果として出力電圧の立ち上りが遅くなるために、所定のタイミングで一定の高圧を転写部材に印加させるためには早めに制御電圧（Ｖｃｏｎｔ）を立ち上げる必要があり、不要なタイミングで転写部材に高圧が印加されることによる画像不良の可能性があった。

本発明は上記の課題を鑑みてなされたものであり、圧電トランスを用いた電源装置において、出力電圧の立ち上り、立ち下りの速い制御を可能とし、更に、共振周波数（ｆ０）を越えないように駆動周波数を制御することが可能な電源装置、及びその電源装置を提供することを目的とするものである。

上記目的を達成するため、本発明にかかる電源装置は主として、以下の構成を備えることを特徴とする。

すなわち、本発明にかかる、電圧出力を行なう圧電トランスと、当該圧電トランスから出力された電圧を負荷に対して整流平滑化して出力する整流素子と、当該整流素子により出力された出力電圧と入力された制御電圧とを比較する比較素子と、前記前記比較素子から出力される出力電圧に応じて、出力する駆動周波数の制御が可能な電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器により制御された駆動周波数に基づいて、前記圧電トランスを駆動する圧電トランス駆動素子とを有する電源装置は、
入力される周波数変調信号に基づいて、前記電圧制御発振器の駆動周波数を変調させるための周波数変調素子を備えることを特徴とする。

好ましくは、上記の電源装置において、前記周波数変調素子は、前記周波数変調信号のオン、オフ周期に従った２つの周波数を交互にホッピングさせて、前記電圧制御発振器の駆動周波数を変調させることを特徴とする。

好ましくは、上記の電源装置において、前記周波数変調素子は、線形に変化する変調周波数により、前記電圧制御発振器の駆動周波数を変調させることをと特徴とする。

好ましくは、上記の電源装置において、前記周波数変調素子の出力と、前記整流素子により出力された出力電圧とに基づき、前記駆動周波数を変調させるための変調幅を可変にする変調幅可変素子を更に備えることを特徴とする。

本発明にかかる電源装置によれば、共振周波数を越えないように駆動周波数を制御しつつ、出力電圧の立ち上り、立ち下りの速い制御が可能になる。

［第１実施形態］
以下、本発明の第１実施形態を図面の参照により説明する。 図２は、圧電トランスを用いた高圧電源装置２０２を備える画像形成装置（以下、「カラーレーザプリンタ」という。）の構成図である。 カラーレーザプリンタ４０１は記録紙32を収納するデッキ４０２を有し、デッキ402内の記録紙32の有無を検知するデッキ紙有無センサ４０３、デッキ４０２から記録紙３２を繰り出すピックアップローラ４０４、ピックアップローラ４０４によって繰り出された記録紙３２を搬送するデッキ給紙ローラ４０５、デッキ給紙ローラ４０５と対をなし、記録紙３２の重送を防止するためのリタードローラ４０６が設けられている。

そして、デッキ給紙ローラ４０５の下流側には記録紙３２を同期搬送するレジストローラ対４０７、レジストローラ対４０７への記録紙３２の搬送状態を検知するレジ前センサ４０８が配設されている。 また、レジストローラ対４０７の下流には静電吸着搬送転写ベルト（以下、「ＥＴＢ」と記す）４０９が配設されており、ＥＴＢ４０９上には後述する４色（イエロー（Ｙ）、マゼンタ（Ｍ）、シアン（Ｃ）、ブラック（Ｋ））分のプロセスカートリッジ４１０Ｙ、４１０Ｍ、４１０Ｃ、４１０Ｋと、スキャナーユニット４２０Ｙ、４２０Ｍ、４２０Ｃ、４２０Ｋからなる画像形成部によって形成された画像が転写ローラ４３０Ｙ、４３０Ｍ、４３０Ｃ、４３０Ｋによって順次重ね合わされてゆくことによりカラー画像が形成され、記録紙３２上に転写搬送される。

更に下流側には記録紙３２上に転写されたトナー像を熱定着するために内部に加熱用のヒータ４３２を備えた定着ローラ４３３と加圧ローラ４３４対、定着ローラからの記録紙３２を搬送するための、定着排紙ローラ対４３５、定着部からの搬送状態を検知する定着排紙センサ４３６が配設されている。

また、各スキャナ部４２０は、後述するビデオコントローラ４４０から送出される各画像信号に基づいて変調されたレーザ光を発光するレーザユニット４２１、各レーザユニット４２１からのレーザ光を各感光ドラム３０５上に走査するためのポリゴンミラー４２２とスキャナモータ４２３、結像レンズ群４２４より構成されている。

各プロセスカートリッジ４１０には公知の電子写真プロセスに必要な感光ドラム３０５、帯電ローラ３０３と現像ローラ３０２、トナー格納容器４１１を具備しており、カラーレーザプリンタ４０１に対して着脱可能に構成されている。
更に、ビデオコントローラ４４０はパーソナルコンピュータ（ホストコンピュータ）等の外部装置４４１から送出される画像データを受け取ると画像データをビットマップデータに展開し、画像形成用の画像信号を生成する。

また、２０１はレーザプリンタの制御部であるＤＣコントローラであり、ＲＡＭ２０７ａ、ＲＯＭ２０７ｂ、タイマ２０７ｃ、デジタル入出力ポート２０７ｄ、Ｄ／Ａポート２０７ｅを具備したＭＰＵ（マイクロコンピュータ）２０７、及び各種入出力制御回路（不図示）等で構成されている。

２０２は高圧電源部（高圧電源装置、以下、単に「電源装置」という。）であり、各プロセスカートリッジ（４１０Ｙ、４１０Ｍ、４１０Ｃ、4１０Ｋ）に対応した帯電高圧電源（不図示）、現像高圧電源（不図示）と、各転写ローラ４３０に対応した高圧を出力可能な圧電トランスを使用した転写高圧電源とで構成されている。 電源装置２０２の構成としては、以下に説明する第１乃至第３実施形態のいずれかの構成を備えるものとする。

次に圧電トランスを使用した転写高圧電源の構成を図１に基づいて説明する。 尚、本実施形態に係る圧電トランスを使用した転写高圧電源（以下、単に「転写高圧電源」ともいう。）の構成は、正電圧、負電圧どちらの出力回路に対しても有効である。 ここでは代表的に正電圧を必要とする転写高圧電源について説明を行なう。

また、転写高圧電源は、イエロー（Ｙ）、マゼンタ（Ｍ）、シアン（Ｃ）、ブラック（Ｋ）の各転写ローラ４３０Ｙ、４３０Ｍ、４３０Ｃ、４３０Ｋに対応し、４回路設けられているが、回路構成は各回路とも同じであるため、図１では１回路の説明を行なうが、本発明の趣旨は１回路に限定されるものではなく、４回路以上の転写高圧電源を設ける構成でも適用できることはいうまでもない。

図１は、本発明の第１実施形態にかかる圧電トランス式高圧電源の構成を示す図である。 図１において、１１０は電圧制御発振器（ＶＣＯ）である。 本実施形態のＶＣＯ１１０は、比較素子であるコンパレータ１２１と、コンパレータ１２１の反転入力端子（−端子）に接続された充放電動作コンデンサ１２０、抵抗素子１２６と、コンパレータ１２１の非反転入力端子（＋端子）に接続された充放電の切換えとなる充電閾値電圧及び放電閾値電圧を生成するための抵抗素子１２２、１２３、ダイオード１２７と、からなるＣＲ発振回路を基本構成としている。 そしてトランジスタ１２８、抵抗素子１２９、１３０、１３１からなるエミッタフォロア回路を抵抗素子１２６と並列に接続し、コンデンサ１２０への充電電流を可変にすることで、オペアンプ１０９からの出力電圧に応じて駆動周波数が制御可能となっている。

尚、図１中、トランジスタ１２５と抵抗１３２はコンパレータ１２１の出力端子の立ち上り時間を速めるものであり、また、抵抗１３３はトランジスタ１１１のためのベース抵抗である。 更に、ダイオード１３４はトランジスタ１２８の保護ダイオードである。 また、コンデンサ１４０は出力検出電圧に重畳するノイズを除去するためのものである。 以上の構成要素の詳細は発明の本実施形態の主旨から外れるため詳細な説明は省略する。

抵抗１２４とトランジスタ１３７は、入力される周波数変調信号（Ｆｃｏｎｔ）に基づいて、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０が出力する出力周波数（駆動周波数）を変調させるための周波数変調素子として機能する。

本発明の第１実施形態にかかる電源装置は、電圧出力を行なう圧電トランス１０１と、圧電トランス１０１から出力された電圧を負荷に対して整流平滑化して出力する整流素子（１０２、１０３、１０４）と、整流素子により出力された出力電圧と入力された制御電圧（Ｖｃｏｎｔ）とを比較する比較素子（１０９）と、比較素子から出力される出力電圧に応じて、出力する駆動周波数の制御が可能な電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０と、電圧制御発振器により制御された駆動周波数に基づいて、圧電トランスを駆動する圧電トランス駆動素子（１１１、１１２）とを有する電源装置であって、入力される周波数変調信号（Ｆｃｏｎｔ）に基づいて、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０の駆動周波数を変調させるための周波数変調素子（１２４� ��１３７）を備えることを特徴とする。

周波数変調素子（１２４、１３７）は、周波数変調信号（Ｆｃｏｎｔ）のオン、オフ周期に従った２つの周波数を交互にホッピングさせて、電圧制御発振器の駆動周波数を変調させる。

次に、周波数の変調を具体的に説明する。 まず、トランジスタ１３７がオフ時には電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０の駆動周波数に関わる充電閾値電圧（Ｖｓｃ（ｏｆｆ））は、抵抗素子１２２、１２３により２４Ｖ電源を分圧した（１）式となる。

Vsc(off)=24V×R123÷（R122＋R123）・・・（１）
また、トランジスタ１３７がオン時には充電閾値電圧（Ｖｓｃ（ｏｎ））は抵抗素子１２２、１２３と抵抗素子１２４により２４Ｖ電源を分圧した（２）式となる。

Vsc(on)=24V×（R123×R124）÷（R122×R123+ R123×R124+ R124×R122）
・・・（２）
そして、Ｖｓｃ（ｏｎ）はＶｓｃ（ｏｆｆ）より低くいため、トランジスタ１３７のオフ時に対して、トランジスタ１３７のオン時の電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０の駆動周波数（ＶＣＯ周波数）は常に高くなる。 トランジスタ１３７をＤＣコントローラ２０１（図１中不図示）からの周波数変調信号（Ｆｃｏｎｔ）により抵抗１３５、１３６を介して所定周期でオンオフを繰り返すことにより、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０は２つの周波数間を交互にホッピングし、周波数変調される。

すなわち、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０はオペアンプ１０９からの制御信号に基づいて変化する２つの周波数を交互に出力することになる。

図３は、第１実施形態にかかる圧電トランス式高圧電源における周波数変調時の各部の動作を示した図である。 図３（ａ）において、波形ａは周波数変調信号（Ｆｃｏｎｔ）であり、周期Ｔ（ｓ）のパルスを出力する波形として示される。 この周波数変調信号(Ｆｃｏｎｔ)に同期して、充電閾値電圧がＶｓｃ（ｏｎ）とＶｓｃ（ｏｆｆ）と間で変化し、コンパレータ１２１の反転入力端子波形（図３（ｂ）の波形ｂ）に見られるコンデンサ１２０の充電から放電へ切り替わる電圧も変化する。 これにより電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０の駆動周波数（ＶＣＯ周波数）はＦ１とＦ２間（Ｆ１＜Ｆ２）で交互にホッピング（周波数ホッピング）しながら変調される（図３（ｃ）の波形ｃ：周波数変調信号と同期して、ＶＣＯ周波数が変調される（太い実線））。

駆動周波数Ｆ１及びＦ２がいずれも圧電トランス１０１の共振周波数ｆｏ以下の場合、圧電トランス１０１の出力ピーク電圧は、図４に示すように駆動周波数Ｆ２での駆動時出力電圧(Ｖｈ２)の方が、駆動周波数Ｆ１での駆動時出力電圧(Ｖｈ１)より高くなる。

ここで、周波数変調信号（Ｆｃｏｎｔ）のパルス周期Ｔ（ｓ）を、整流回路のコンデンサ１０４と出力電圧検出抵抗素子１０５及び転写ローラ等による高圧電源の負荷抵抗（ＲＬ）から求められる放電時定数（τ＝C104×（R105×RL）÷（R105＋RL））より十分短くし、かつ、圧電トランス１０１の最低使用駆動周波数の周期時間より長くすることにより、整流後の出力電圧は、周波数変調により交互に出力される圧電トランス１０１の出力ピーク電圧の高い方（図３の波形（ｄ）ではＶｈ２）がピークホールドされたものとなる。

尚、本実施形態では、
Ｃ１０４の放電時定数（τ） ：数百ｍＳ ・・・（３）
圧電トランスの最低使用駆動周波数：数μＳ〜数十μＳ ・・・（４）
であるため、周波数変調パルス周期Ｔは数十μＳ〜数百μＳ間で、出力電圧のリップルも抑えられた良好な結果が得られている。

以上の構成により、圧電トランス１０１の見かけ上の周波数特性は図５に示すように、周波数軸方向に所定の周波数（ｆｔ）をシフトさせ、かつ、何れかの高い電圧（Ｖｈｔ）（図中の実線で示した部分）を出力する特性となる。 図５は駆動周波数として、Ｆ２を横軸に示したものである。 図５において、ｆｔはシフトした周波数を示しており、この場合の圧電トランス１０１の出力電圧は、シフト前の出力電圧Ｖｈ０より高い、Ｖｈｔが出力電圧として出力されることになる。

次に、高圧出力電圧立ち上げ時の制御電圧、駆動周波数（ＶＣＯ周波数）、出力電圧の特性について図６、図７を参照しつつ説明する。 図６は正常に出力電圧が目標電圧（Ｖｈｔ）に立ち上がった場合の（図６（ｃ））、制御電圧（Ｖｃｏｎｔ）（図６（ａ））、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０の駆動周波数（ＶＣＯ周波数）（図６（ｂ））の波形を示す図である。 図６（ａ）に示す出力制御電圧の立ち上りとともにオペアンプ１０９の出力電圧は下がり、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０から交互に出力される駆動周波数Ｆ１とＦ２とも高くなり、圧電トランス１０１から交互に出力される出力ピーク電圧（Ｖｈ１、Ｖｈ２）も高くなる。 整流後の出力電圧はＶｈ１とＶｈ２の高い方をピークホールドするため、図６ではＶｈ２のピーク電圧とＶｈｔと等しい値となる。

一方、図７は高圧出力立ち上げ時に、転写ローラ４３０と感光ドラム１０５間に異物が混入することによる高圧出力の異常負荷変動や、インパルス的な外来ノイズによる瞬間的な出力電圧誤検出等により、ＶＣＯの制御電圧にオーバシュートが発生した場合の波形（図７（ｃ））、制御電圧（Ｖｃｏｎｔ）（図７（ａ））、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の駆動周波数（ＶＣＯ周波数）（図７（ｂ））の波形を示す図である。 この場合、図７と同様に制御電圧（Ｖｃｏｎｔ）による出力制御電圧の立ち上りとともにオペアンプ１０９の出力電圧は下がり、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０から交互に出力される駆動周波数Ｆ１とＦ２とも高くなり、圧電トランス１０１から交互に出力される出力ピーク電圧（Ｖｈ１、Ｖｈ２）も高くなる。

そして、上記の原因等により電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０の出力電圧にオーバシュートが発生すると、駆動周波数Ｆ２が共振周波数ｆｏを越え、更に周波数が上がりＶｈ２の電圧は下がり始める。 この時点でＶｈ１の電圧が目標電圧（Ｖｈｔ）を越えないよう図５に示した見かけ上の周波数特性にすることで、Ｖｈ１の出力が周波数増加に伴い上昇し、出力電圧は目標電圧（Ｖｈｔ）に制御される。

尚、本実施形態では、オペアンプ１０９等で構成する比較積分回路、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０、トランジスタ１１１等で構成する圧電トランス駆動素子、トランジスタ１３７等で構成する周波数変調素子をディスクリート部品にて構成しているが、同一チップ上にＩＣ化しても良く、この場合、電源装置をより小型・軽量にすることができる。

本実施形態にかかる電源装置によれば、共振周波数を越えないように駆動周波数を制御しつつ、出力電圧の立ち上り、立ち下りの速い制御が可能になる。

［第２実施形態］
本発明の第２実施形態を図面の参照により説明する。 図８は、本発明の第２実施形態にかかる圧電トランス式高圧電源の構成を示す図である。 第１実施形態にかかる図１と比較して異なる部分は、周波数変調回路の抵抗素子１２４が直接ＤＣコントローラ２０１（図８中不図示）からの周波数変調信号（Ｆｃｏｎｔ）に接続されている点である。

図８に示す構成により、周波数変調信号（Ｆｃｏｎｔ）をＤＣコントローラ２０１のＤ／Ａポートより出力することにより、充電閾値電圧をアナログ的に可変することができ、結果として変調周波数をリニアに変化させることが可能となる。

周波数変調素子（１２４）は、線形に変化する変調周波数により、電圧制御発振器の駆動周波数を変調させる。

図９は、第２実施形態における周波数変調時の各部動作を示した図である。 図９（ａ）の波形ａ２は周波数変調信号（Ｆｃｏｎｔ）であり、波形ａ２は、周期２Ｔ（ｓ）でＶｆｃ（Ｌ）とＶｆｃ（Ｈ）との間をリニアに変化する波形を示している。 この周波数変調信号(Ｆｃｏｎｔ)に同期して充電閾値電圧は、Ｖｓｃ（Ｌ）とＶｓｃ（Ｈ）との間でリニア変化し、コンパレータ１２１の反転入力端子波形（図９（ｂ）の波形ｂ）に見られるコンデンサ１２０の充電から放電へ切り替わる電圧もリニア変化する。 これにより電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０の駆動周波数（ＶＣＯ周波数）は、Ｆ１（Ｌ）とＦ２（Ｈ）との間（Ｆ１（Ｌ）＜Ｆ２（Ｈ））で変化しながら変調される（図９（ｃ）の波形ｃ）。 Ｆ１（Ｌ）及びＦ２（Ｈ）がいずれも圧電トランス１０１の共振周波数以下の場合には、圧電トランス１０１の出力電圧は、第１実施形態と同様に、駆動周波数の高いＦ２（Ｈ）側での駆動時（Ｖｈ２（Ｈ））のほうがＦ１（Ｌ）側での駆動時（Ｖｈ１（Ｈ））より高くなる（図９（ｄ）の波形ｄ）。

以上の構成により、圧電トランス１０１の見かけ上の周波数特性は、図１０に示すように、周波数変調を行っている周波数Ｆ１（Ｌ）からＦ２（Ｈ）間で発生する最も高い電圧を出力する特性となる。 つまり、Ｆ２（Ｈ）の周波数が共振周波数ｆ０を越えるまでは、圧電トランス１０１を周波数Ｆ２（Ｈ）で駆動した電圧が出力され、Ｆ２（Ｈ）の周波数がｆ０を越え、かつ、Ｆ１（Ｌ）の周波数がｆ０を越えるまでは、ｆ０で圧電トランス１０１を駆動した際の出力電圧が維持される。 なお、図１０はＦ２の（Ｈ）の周波数を横軸にしたものである。 圧電トランス１０１の見かけ上の周波数特性を図１０に示すようにすることにより、第１実施形態と同様の原因で電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０の出力電圧にオーバシュートが発生し、Ｆ２（Ｈ）の周波数が共振周波数ｆｏを越えた場合でも、Ｆ１（Ｌ）の周波数が共振周波数ｆ０を越えるまでは、出力電圧は最大出力（Ｖｈｔｍａｘ）を維持することができるため、オーバシュート後にも高圧電源回路の負帰還制御が働き、図１０の場合、共振周波数ｆ０より紙面左側の周波数領域で、出力電圧を目標電圧に制御することが可能になる。

本実施形態にかかる電源装置によれば、共振周波数を越えないように駆動周波数を制御しつつ、出力電圧の立ち上り、立ち下りの速い制御が可能になる。

［第３実施形態］
以下、本発明の第３実施形態を図面の参照により説明する。 図１１は、本発明の第３実施形態にかかる圧電トランス式高圧電源の構成を示す図である。 第１実施形態にかかる図１と比較して異なる部分は、オペアンプ１０９の非反転入力端子（＋端子）に入力されている出力電圧検出信号を、別途、オペアンプ２００で構成されたボルテージフォロア回路を介して、周波数変調回路の抵抗素子１２４とトランジスタ１３７のコレクタ間に接続している点である。

尚、抵抗２０１はオペアンプ２００の出力保護抵抗である。

周波数変調素子の出力と、整流素子により出力された出力電圧（Ｖｏｕｔ）とに基づき、駆動周波数を変調させるための変調幅を可変にする変調幅可変素子（２０１）を更に備える。

図１１で示す構成により、第１実施形態で説明したように、変調周波数間（Ｆ１、Ｆ２）の周波数ホッピングをさせ、高圧電源の出力電圧に応じて充電閾値電圧が変わり、その結果として、高圧電源の出力電圧に応じて周波数変調の変調幅を変えることが可能になる。

ここで、出力電圧検出信号(Ｖｓｎｓ)は出力電圧に応じて関係は、以下の（５）式の関係になる。

まず、出力電圧検出信号は出力電圧（Ｖｏｕｔ）に応じて以下の式の値を出力する。

Ｖｓｎｓ ＝ α＋β・Ｖｏｕｔ・・・（５）
ここで、α、βは（６）、（７）式となる。

α＝R107×R105÷（R106×R107+R107×R105+R105×R106）×Vref...（６）
β＝R106×R107÷（R106×R107+R107×R105+R105×R106） ...（７）
このとき、トランジスタ１３７のオフ時の充電閾値電圧Ｖｓｃ２（ｏｆｆ）は（８）式として求められる。

Ｖｓｃ２（ｏｆｆ）＝γ＋δ・Ｖｓｎｓ
＝γ＋δ・α＋δ・β・Ｖｏｕｔ ...（８）
ここで、γ、δはそれぞれ（９）、（１０）式となる。

γ＝R123×R124÷（R122×R123+R123×R124+R124×R122）×24V ...（９）
δ＝R122×R123÷（R122×R123+R123×R124+R124×R122） ...（１０）
同様に、トランジスタ１３７のオン時の充電閾値電圧Ｖｓｃ２（ＯＮ）は（１１）式として求められる。

Ｖｓｃ２（ＯＮ）＝γ＋δ・α・・・（１１）
充電閾値電圧はトランジスタ１３７のオンオフで（１２）式で示されるΔＶｓｃ分変化することになる。

ΔＶｓｃ ＝ δ・β・Ｖｏｕｔ・・・（１２）
上記充電閾値電圧の変化量（ΔＶｓｃ）が大きいほど周波数変調幅は大きくなるため、高圧電源の出力電圧（Ｖｏｕｔ）が高くなるほど周波数変調幅を大きくすることができる。 図１１に示す構成により、圧電トランス１０１の見かけ上の周波数特性は、図１２に示すように、周波数軸方向に所定の周波数（ｆｔ１）シフトさせ、かつ、何れかの高い電圧（Ｖｈｔ１）（図中の実線で示した部分）を出力する特性となる。 出力電圧の低い時（Ｖｈｔ２（駆動周波数ｆｔ２）以下の時）の周波数変調による圧電トランス１０１の出力電圧変動を抑えることが可能となる（図１２においては、破線部と実線部が重なる）。

本実施形態の電源装置によれば、変調周波数間を周波数ホッピングさせ、かつ出力電圧に応じて変調周波数幅を可変とし、さらに出力電圧の絶対値が大きくなるに従い、変調周波数幅を広くすることにより、抵抗１１４とコンデンサ１１３で決定される制御電圧(Ｖｃｏｎｔ)の積分時定数を速くし、出力電圧の立ち上り、立ち下りの速い制御が可能になる。

本実施形態にかかる電源装置によれば、共振周波数を越えないように駆動周波数を制御しつつ、出力電圧の立ち上り、立ち下りの速い制御が可能になる。

本発明の第１実施形態にかかる圧電トランス式高圧電源の構成を示す図である。

圧電トランスを用いた電源装置を備える画像形成装置の構成図である。

第１実施形態にかかる電源装置における周波数変調時の各部の動作を示した図である。

第１実施形態にかかる圧電トランスの周波数特性を示す図である。

第１実施形態の周波数変調時における圧電トランスの見かけ上の周波数特性を示す図である。

第１実施形態にかかる正常時の高圧立ち上げ時における制御電圧、駆動周波数（ＶＣＯ周波数）、出力電圧の特性を示す図である。

第１実施形態にかかるオーバシュート発生時の高圧立ち上げ時における制御電圧、駆動周波数（ＶＣＯ周波数）、出力電圧の特性を示す図である。

第２実施形態にかかる圧電トランス式高圧電源の構成を示す図である。

第２実施形態にかかる電源装置における周波数変調時の各部動作を示した図である。

第２実施形態の周波数変調時における圧電トランスの見かけ上の周波数特性を示す図である。

本発明の第３実施形態にかかる圧電トランス式高圧電源の構成を示す図である。

第３実施形態の周波数変調時における圧電トランスの見かけ上の周波数特性を示す図である。

圧電トランス式高圧電源の従来例を示す図である。