用于电源转换器的各种控制模式已广泛用于调节输出电压和输出电 流。用于所述调节的两种常见模式为电压模式和电流模式。
图1展示传统的电源转换器。一误差放大器(error amplifier)12与 一误差放大器13用于产生自输出电流和输出电压的一反馈信号。反馈信号 将经由光耦合器14被提供到初级侧电路中的一PWM控制器11。PWM控制器 11产生一PWM信号用以透过切换一晶体管70来切换一变压器51。流经晶 体管70的一切换电流经由一电阻器20转换为一检测电压信号。PWM控制器 11比较反馈信号与检测电压信号以产生PWM信号。PWM信号将调节输出电 压和/或输出电流。然而，光学耦合器和其它次级侧控制电路显着增加电源 转换器的尺寸和器件数量。这是上述电源转换器的主要缺陷。
图2展示初级侧控制的电源转换器的示意电路。初级侧控制的电源转 换器包括一PWM控制器12。自变压器50的辅助绕组NA的一反射电压经由 一电阻器61被供应到PWM控制器12。此用以提供用于输出电压控制的反馈 信号。由于由辅助绕组NA产生的反射电压与由次级绕组Ns所提供的输出 电压密切相关，所以PWM控制器12可调节自变压器50的初级侧的输出电 压。
为调节自变压器50的初级侧的输出电流，必需控制自变压器50的初 级侧传递到次级侧的功率。输出功率PO与电源转换器的一切换电流IIN之 间的关系可表示为：
Po＝Vo×lo＝η×PIN＝η×IIN×VIN                                  (1)
$I_{\mathrm{IN}}=[(\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\times \frac{T_{\mathrm{ON}}}{2T})+(I_A\times \frac{T_{\mathrm{ON}}}{T})]---\left(2\right)$
其中，VO为输出电压；IO为输出电流；η为效率；IA为反射负载电流； LP为初级磁化电感；T为切换周期；且TON为切换信号的导通时间 (on-time)。
为控制输出电压VO，响应反馈信号而调整切换信号的导通时间TON，当 输出电流IO增加时，晶体管的切换电流也会增加。晶体管70的切换电流 将转换为切换电压。当切换电压超过最大阈值电压VLIMIT时，切换信号的 导通时间TON将被限制以调节输出电流IO。最大输入功率PIN_MAX可表示 为：
$P_{\mathrm{IN}\_\mathrm{MAX}}=[\frac{1}{2\times T}\times L_P\times {\left(\frac{V_{\mathrm{LIMIT}}}{R_S}\right)}^2]---\left(3\right)$
则方程式(1)与(3)可重写成：
$I_O=\frac{P_O}{V_O}=\frac{\eta \times P_{\mathrm{IN}\_\mathrm{MAX}}}{V_O}=\left\{\frac{\eta \times [\frac{1}{2\times T}\times L_P\times {\left(\frac{V_{\mathrm{LIMIT}}}{R_S}\right)}^2]}{V_O}\right\}---\left(4\right)$
因为最大输入功率PIN_MAX为有限的，所以每当输出电流IO增加时，输 出电压VO就将减小。输出电压偏差与输出电流变化(V/I曲线的斜率)决 定恒定电流输出性能。图3提供这种情况的说明。
参看方程式(4)，当输出电压VO减小时，可通过增加切换周期T和/或 减小电压信号VLIMIT来达到恒定输出电流IO。然而，若干因素中的任何一 个因素都可能影响这种方法的准确度。初级磁化电感Lp与漂移切换频率 (1/T)的偏差可造成最大输入功率极限PIN_MAX和输出电流IO波动。
另外，传播延迟时间TD影响输出电流IO的精度。参看图2，电阻器 20用于将切换电流IIN转换为一切换电流电压VIDET。如图4所示，电压 VIA可表示为：
VIA＝IA×RS
其中，IA为反射负载电流；RS为电阻器20的电阻值。
在时间TONX，切换电流电压VIDET超过阈值电压VLIMIT。然而，直到 传播延迟时间TD之后，才断开VPWM。在此传播延迟时间TD期间，切换电 流IIN持续增加。此将产生一额外输入电流IIN-ex。
电流IIN-ex的振幅可根据方程式(5)计算。参看方程式(6)，额外 输入电流IIN-ex将造成最大输入功率PIN-MAX与输出电流IO响应输入电 压VIN的增加而增加。
$I_{\mathrm{IN}-\mathrm{ex}}=\{(\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\times \frac{T_D}{2T})+[(\frac{V_{\mathrm{IN}}}{I_P}\times T_{\mathrm{ONX}})+I_A]\times \frac{T_D}{T}\}---\left(5\right)$
$P_{\mathrm{IN}\_\mathrm{MAX}}=[\frac{1}{2\times T}\times L_P\times {(\frac{V_{\mathrm{LIMIT}}}{R_S}+I_{\mathrm{IN}-\mathrm{ex}})}^2]---\left(6\right)$
根据上文的描述，我们可发现现有技术的初级侧控制是不准确的且并 不适于电源转换器的大量生产。
本发明的目标在于提供初级侧控制的电源转换器，其可精确地调节输 出电压并产生恒定的输出电流。

根据本发明的功率模式控制的电源转换器包括一变压器、一功率晶体 管、一线电阻器(line resistor)、一辅助整流器、一去耦电容器(decouple capacitor)、一检测电阻器、一感测电阻器、一输出整流器和一输出电容 器、一集成电容器和一PWM控制器。
功率模式控制的电源转换器的PWM控制器具有一供应端子、一电压检 测端子、一输出端子、一电流检测端子、一滤波器端子、一线电压输入端 子和一接地端子。
线电阻器自功率模式控制的电源转换器的一输入连接到线电压输入端 子以启动PWM控制器并在PWM控制器启动之后提供输入电压检测。一辅助 整流器自变压器的辅助绕组连接到去耦电容器，当PWM控制器开始运作时 进一步向PWM控制器提供DC电源。
感测电阻器连接到功率晶体管和PWM控制器的电流检测端子以用于提 供一切换电流电压。连接到PWM控制器的滤波器端子的集成电容器形成低 通滤波器，并将切换电流电压集成为一平均电流信号。PWM控制器使用平均 电流信号和线电压输入信号来进行输出电流调节。
功率模式控制的电源转换器的PWM控制器进一步包括一取样保持电 路，用于取样电压检测端子处的电压并产生一取样电压。一第一误差放大 器比较取样电压与一参考电压以产生一反馈电压。一第一比较器比较反馈 电压与切换电流电压以产生一电压复位信号。连接到电压检测端子的一可 编程电流槽响应反馈电压产生一可编程电流。可编程电流和检测电阻器产 生一偏移电压来补偿输出整流器上的电压降。PWM控制器还包括衰减器来衰 减线电压输入信号到输入电压信号。一乘法器将输入电压信号乘上平均电 流信号来产生一功率控制信号。一第二误差放大器比较功率控制信号与由 一参考电压产生器所产生的一功率参考电压来产生一限制电压。第二比较 器比较限制电压与切换电流电压以产生一电流复位信号。
PWM控制器进一步包括一振荡器与一SR触发器来产生一PWM信号。SR 触发器由振荡器的输出周期性地设定且由电流复位信号和电压复位信号设 定。一消隐电路产生一消隐时间以确保PWM信号的最短导通时间，此产生 足够的延迟来精确地产生取样电压。连接于电流检测端子与滤波器端子之 间的一滤波电阻器提供用于低通滤波器的高阻抗。PWM控制器进一步包括一 第一开关与一第二开关。第一开关自线电压输入端子连接到供应端子。第 二开关自线电压输入端子连接到衰减器。一旦PWM控制器开始运作即断开 第一开关并接通第二开关。
应理解，上文的一般性描述和下文的详细描述均为示范性的，并希望 对如所主张的本发明提供进一步阐释。另外的目标与优势将根据以下描述 与附图而变得显而易见。

附图用来提供对本发明的进一步理解且被并入并构成了本说明书的一 部分。附图说明本发明的实施例，且与描述一起用来阐释本发明的原理。
图1展示传统的一电源转换器。
图2展示初级侧控制的电源转换器的示意性电路。
图3展示电源转换器的常见V/I曲线。
图4展示具有传播延迟的PWM信号的波形。
图5展示根据本发明的功率模式控制的电源转换器的示意性电路。
图6展示根据本发明的PWM控制器的方框图。
图7展示根据本发明优选实施例的消隐电路。
图8展示根据本发明优选实施例的参考电压产生器。
图9展示根据本发明优选实施例的取样保持电路。
图10展示取样保持电路的内部信号波形。
图11展示根据本发明优选实施例的乘法器。
图12展示根据本发明的功率模式控制的电源转换器的转换函数方框 图。

图5展示根据本发明的功率模式控制的电源转换器。根据本发明的功 率模式控制的电源转换器包括具有一PWM控制器10，其包含一供应端子 VCC、一电压检测端子VDET、一线电压输入端子VI、一滤波器端子CINT、 一电流检测端子IDET、一输出端子OUT与一接地端子GND。根据本发明的 功率模式控制的电源转换器还包括一线电阻器65、一去耦电容器35、一辅 助整流器40、一检测电阻器60、一集成电容器60、一感测电阻器20、一 功率晶体管70、一输出整流器80与一输出电容器90。本发明的功率模式 控制的电源转换器进一步包括具有一辅助绕组NA、一初级绕组NP与一次级 绕组NS的一变压器50。
线电阻器65的一第一端子供应有电源转换器的一输入电压VIN。线电 阻器65的一第二端子连接到PWM控制器10的线电压输入端子VI。辅助绕 组NA的一正端连接到辅助整流器40的一阳极。辅助整流器40的一阴极连 接到去耦电容器35。PWM控制器10的供应端子VCC连接到辅助整流器40 的阴极。检测电阻器60连接于辅助整流器40的阳极与PWM控制器10的电 压检测端子VDET之间。PWM控制器10的输出端子OUT驱动功率晶体管70 的一栅极。感测电阻器20连接于功率晶体管70的源极与接地参考之间。 PWM控制器10的电流检测端子IDET连接到功率晶体管70的源极。集成电 容器30自PWM控制器10的滤波器端子CINT连接到接地参考。PWM控制器 10的接地端子GND连接到接地参考。输出整流器80的阳极连接到次级绕组 NS的一正端。输出电容器90连接于输出整流器80的一阴极与次级绕组NS 的一负端之间。功率模式控制的电源转换器的输出电压VO自输出整流器80 的阴极供应。
图6展示根据本发明优选实施例的PWM控制器10。PWM控制器10包括 一滤波电阻器185、两个开关140与145、一衰减器180、一乘法器190、 一取样保持电路155、一参考电压产生器160、两个误差放大器125与126、 一电流源115、一电阻器170、两个比较器120与121、两个NAND门108与 109、一振荡器100、一SR触发器107、一消隐电路150、一可编程的电流 槽110和一缓冲器105。
开关140连接于供应端子VCC与线电压输入端子VI之间。开关145连 接于线电压输入端子VI与衰减器180的一输入之间。参看图5和图6，经 由线电阻器65接通开关140以启动PWM控制器10。在PWM控制器10启动 之后，断开开关140并接通开关145。为检测线电压，然后经由开关145发 送线电压输入信号到衰减器180。
滤波电阻器185连接于电流检测端子IDET与滤波器端子CINT之间。 滤波电阻器185与集成电容器30相耦合以供应一平均电流信号到乘法器 190的一第一输入。乘法器190具有供应有一输入电压信号的一第二输入。 输入电压信号自衰减器180的一输出产生。乘法器190还具有一输出，用 于供应一功率控制信号到误差放大器126的一负输入。
取样保持电路155具有连接到电压检测端子VDET的一第一输入。取样 保持电路155进一步具有一输出，用于供应一取样电压VSH到误差放大器 125的一负输入。误差放大器125的一正输入供应有一参考电压VR1。参考 电压产生器160的一输入供应有取样电压VSH。参考电压产生器160的一输 出供应一功率参考电压VR2给误差放大器126的一正输入。误差放大器126 的一输出供应一限制电压VLIMIT给比较器121的一正输入。
电流源115的一输入端子供应有一供应电压VCC。电流源115的一输出 端子连接到比较器121的正输入。电阻器170自电流源115的输出端子连 接到接地参考。由于本发明的误差放大器126为开路漏极装置(open-drain device)，限制电压VLIMIT的最大值由电流源115和电阻器170的电阻决 定。
比较器120的一负输入和比较器121的负输入连接到电流检测端子 IDET以接收切换电流电压VIDET。感测电阻器20将流经功率晶体管70的 切换电流IIN转换为切换电流电压VIDET。误差放大器125比较取样电压 VSH与参考电压VR1以经由误差放大器125的输出产生一反馈电压VFB。反 馈电压VFB供应到比较器120的一正输入和可编程的电流槽110的一控制 端子。
可编程的电流槽110连接于取样保持电路155的第一输入与接地参考 之间。比较器120比较反馈电压VFB与切换电流电压VIDET以产生一电压 复位信号。电压复位信号被供应到NAND门108的一第一输入。比较器121 比较限制电压VLIMIT与切换电流电压VIDET以产生一电流复位信号。电流 复位信号被供应到NAND门108的一第二输入。NAND门108的一输出连接到 NAND门109的一第一输入。振荡器100的一输出设定SR触发器107。SR触 发器107由NAND门109的一输出而复位SR触发器107的输出供应PWM信 号VPWM给取样保持电路155的一第二输入、缓冲器105的一输入和消隐电 路150的一输入。消隐电路150的一输出供应消隐信号VBLK给NAND门109 的一第二输入。连接于SR触发器107的输出与PWM控制器10的输出端子 OUT之间的缓冲器105为功率晶体管70提供足够的驱动能力。
图7展示根据本发明优选实施例的消隐电路150。消隐电路150包括一 反相器203、一晶体管205、一电流源201、一电容器207和一缓冲器209。 反相器203的输入供应有PWM信号VPWM。反相器203的一输出连接到晶体 管205的一栅极。晶体管205的源极连接到接地参考。电流源201的一输 入供应有供应电压VCC。电流源201的输出端子连接到晶体管205的一漏极 和缓冲器209的一输入。电容器207连接于晶体管205的漏极与接地参考 之间。消隐信号VBLK自缓冲器的一输出产生。
随着PWM信号VPWM变为逻辑高，晶体管205将被断开。因此，电流源 201将开始对电容器207充电。一旦电容器207上的电压超过一逻辑高阈 值，缓冲器209将输出一逻辑高消隐信号VBLK。连接电流源201和电容器 207，使得一消隐延迟时间插入PWM信号VPWM变为逻辑高之后且在消隐信 号VBLK变为逻辑高之前。
图8展示参考电压产生器160的优选实施例。参考电压产生器160包 括一运算放大器138、三个晶体管137、132与131、一电流源133和两个 电阻器136和135。运算放大器138的一正输入供应有取样电压VSH。运算 放大器138的一输出端子连接到晶体管137的一栅极。运算放大器138的 一负输入连接到晶体管137的一源极。电阻器136连接于晶体管137的源 极与接地参考之间。晶体管132的一栅极、晶体管131的一栅极、晶体管 132的一漏极和晶体管137的一漏极连结在一起电流源133的一输入端子 供应有供应电压VCC。电流源133的一输出端子连接到晶体管132的一源极 和晶体管131的一源极。电阻器135自晶体管131的一漏极连接到接地参 考。
取样电压VSH和电阻器136决定流经晶体管137的电流I 137。由于晶 体管132和晶体管131形成一电流镜，流经晶体管131的电流I131将与电 流I137成比例。电流I137的振幅可表示为：
$I_{137}=\frac{V_{\mathrm{SH}}}{R_{136}}$
其中R136为电阻器136的电阻。
电阻器135将电流I131转换到功率参考电压VR2。因此，如以下方程 序所示，功率参考电压VR2将与取样电压VSH成比例变化：
$V_{R2}=I_{131}\times R_{135}=N\times I_{137}\times R_{135}=N\times \frac{V_{\mathrm{SH}}}{R_{136}}\times R_{135}\Rightarrow V_{R2}\propto V_{\mathrm{SH}}$
其中N为由晶体管131与132所形成的电流镜的镜射比(mirror ratio)。
图9展示根据本发明优选实施例的取样保持电路155。取样保持电路 155包括一电流源231、一晶体管235、一电容器240、一反相器250、一反 相器252、一电流源232、一晶体管236、一电容器241、一反相器251、一 AND门260、一开关220和一电容器225。
晶体管235的一栅极和反相器252的一输入均供应有PWM信号VPWM。 电流源231的输入端子供应有供应电压VCC。电流源231的一输出端子连接 到晶体管235的一漏极。晶体管235的一源极连接到接地参考。晶体管235 的漏极连接到反相器250的一输入。电容器240自晶体管235的漏极连接 到接地参考。反相器250的一输出连接到晶体管236的一栅极。电流源232 的输入端子供应有供应电压VCC。电流源232的一输出端子连接到晶体管 236的一漏极。晶体管236的一源极连接到接地参考。晶体管236的漏极连 接到反相器251的一输入。电容器241自晶体管236的漏极连接到接地参 考。AND门206的一第一输入连接到反相器251的一输出。AND门260的一 第二输入连接到晶体管235的漏极。AND门260的一第三输入连接到反相器 252的一输出。AND门260的一输出向开关220的一控制端子供应一取样控 制信号SMP。开关220的一输入端子连接到PWM控制器10的一电压检测端 子VDET以接收一电压检测信号VDT。电容器225自开关220的一输出端子 连接到接地参考。每当开关220的控制端子由AND门260的输出启用时， 取样电压VSH自开关220的输出端子处供应。
图10展示取样保持电路155的内部信号波形。一旦PWM信号VPWM降 低到逻辑低，如图9所示，晶体管235将被断开。电流源231将开始对电 容器240充电。在电容器240上的电压超过逻辑高阈值之前，反相器250 将输出逻辑高信号来接通晶体管236。此将令电容器241放电且在AND门 260的第一输入处产生一逻辑高信号。自AND门260的输出产生的取样控制 信号SMP将为逻辑低。因此开关220将保持断开。
一旦电容器240上的电压超过逻辑高阈值，晶体管236将被断开。自 AND门260的输出产生的取样控制信号SMP将变为逻辑高。此将接通开关 220并使电压检测信号VDT能够经由开关220对电容器225充电。同时，电 流源232将开始对电容器241充电。一旦电容器241上的电压超过逻辑高 阈值，反相器251将向AND门260的第一输入供应一逻辑低信号。然后取 样控制信号SMP降低到逻辑低并断开开关220。然后电容器225上的电压将 等于取样电压VSH。
如图10所示，延迟时间tD1的持续时间由电流源231和电容器240决 定。延迟时间tD2的持续时间由电流源232和电容器241决定。
图11展示根据本发明优选实施例的乘法器190。乘法器190包括一恒 流源300、一运算放大器310、五个晶体管350、351、358、357和356，一 运算放大器320和一电阻器325。乘法器190进一步包括供应有一电压V1 的一第一输入端子、供应有一电压V2的一第二输入端子和供应有一电压V3 的一输出端子。
运算放大器310的一负输入连接到乘法器190的第一输入端子。恒流 源300的一输入端子供应有供应电压VCC。恒流源300的一输出端子连接到 运算放大器310的一正输入和晶体管350的一漏极。晶体管350的一栅极、 晶体管351的一栅极和运算放大器310的一输出端子连结在一起。晶体管 350的一源极和晶体管351的一源极均连接到接地参考。晶体管351的一漏 极和晶体管358的一漏极连接到乘法器190的输出端子。晶体管358的一 源极和晶体管357的一源极供应有供应电压VCC。晶体管358的一栅极、晶 体管357的一栅极、晶体管357的一漏极和晶体管356的一漏极连结在一 起。运算放大器320的一正输入连接到乘法器190的第二输入端子。运算 放大器320的一负输入、晶体管356的一源极和电阻器325的一第一端子 连结在一起。电阻器325的一第二端子连接到接地参考。运算放大器320 的一输出端子连接到晶体管356的栅极。
晶体管350和351均在线性区域内运作。当在线性区域内运作时，MOS 晶体管相当于电阻器。调制运作电压偏压和运作电流偏流可控制晶体管的 等效电阻。运算放大器310响应其运作偏压/偏流控制晶体管350的电阻， 运作偏压/偏流由电压V1和恒流源300所提供的恒定电流I300决定。由于 晶体管351与晶体管350呈镜射配置，晶体管351的电阻R351将与晶体管 350的电阻相同。
$R_{351}=\frac{V_1}{I_{300}}---\left(7\right)$
电压V2和电阻器325决定流经晶体管356的电流I356的振幅。由于 晶体管358与晶体管357呈镜射配置，流经晶体管358的电流I358将与流 经晶体管357和356的电流I356的振幅成比例。
$I_{358}\propto I_{356}\Rightarrow I_{358}\propto \frac{V_2}{R_{325}}$
其中R325为电阻器325的电阻。
电流I358和晶体管351的电阻将在晶体管351的漏极处产生电压V3。 如以下方程序所示，电压V3将与电压V1和电压V2的乘积成比例：
$V_3=I_{358}\times R_{351}=\frac{V_2}{R_{325}}\times \frac{V_1}{I_{300}}=K_O\times V_1\times V_2---\left(8\right)$
图12展示功率模式控制的电源转换器的转换函数的方框图。方框H(s) 表示低通滤波器。Av表示误差放大器126的增益。IIN-err意味由组件变 化、传播延迟时间TD等造成的切换电流误差。如图12所示，切换电流IIN 可表示为：
$I_{\mathrm{IN}}=I_{\mathrm{IN}-\mathrm{err}}+\frac{V_{\mathrm{LIMIT}}}{R_S}---\left(9\right)$
$I_{\mathrm{IN}}=I_{\mathrm{IN}-\mathrm{err}}+\frac{1}{R_S}\times \{\mathrm{Av}\times V_{R2}-\mathrm{Av}\times [\alpha \times V_{\mathrm{IN}}\times H\left(s\right)\times I_{\mathrm{IN}}\left]\right\}---\left(10\right)$
其中α为衰减器180的衰减因数。
$I_{\mathrm{IN}}=\frac{I_{\mathrm{IN}-\mathrm{err}}+(\mathrm{Av}\times \frac{V_{R2}}{R_S})}{1+\frac{\mathrm{Av}\times \alpha \times H\left(s\right)\times V_{\mathrm{IN}}}{R_S}}---\left(11\right)$
当Av远大于1且VR2/RS大于IIN-err时，则切换电流IIN可重写成：
$I_{\mathrm{IN}}=\frac{V_{R2}}{\alpha \times H\left(s\right)\times V_{\mathrm{IN}}}---\left(12\right)$
因此，编程功率参考电压VR2和衰减因数α可精确地控制自电源转换 器的初级侧电路传递到次级侧电路的功率，如以下方程序所示：
$P_{\mathrm{IN}}=V_{\mathrm{IN}}\times I_{\mathrm{IN}}=\frac{V_{R2}}{\alpha \times H\left(s\right)}---\left(13\right)$
对于所属领域的技术人员将显而易见，在不脱离本发明的范畴或精神 的情况之下，可对本发明的结构做出各种修改和变化。鉴于上文，希望本 发明涵盖在所附权利要求书和其均等物的范畴内的本发明的修改和变化。