本发明涉及到无线电通信装置使用的电压控制振荡器、使用该电压控制振荡器的无线电通信设备以及电压控制振荡的方法。

电压控制振荡器是一种广泛用于产生无线电通信设备的本机振荡信号的装置。
图12显示已有技术的这样一种电压控制振荡器结构的例子。
在图12中，参考编号1a和1b表示振荡晶体管、2a和2b表示电感器、而3a和3b表示可变电容元件。参考编号4表示电源端、5表示频率控制端、而6表示电流源。偏置电路等在图12中被省略。
下面，将参考图12描述以前的电压控制振荡器的工作。在图12中，电感器2a和2b以及可变电容元件3a和3b构成一个并联谐振电路。因为可变电容元件3a和3b的电容值根据其两端的电位差而改变，所以可变电容元件3a和3b的电容值根据施加到频率控制端5的控制电压而改变，因此可以改变并联谐振电路的谐振频率。
因为电压控制振荡器的振荡频率在谐振电路的谐振频率附近振荡，因此通过调节控制电压，能够将电压控制振荡器的振荡频率控制到期望的频率。振荡晶体管1a和1b将形成负电阻并且消除由于谐振电路的寄生电阻元件造成的损耗，以便满足振荡的需要。
在此，电压控制振荡器的控制电压与振荡频率之间的关系实际上由可变电容元件的特性来确定，因此，对于所使用的可变电容元件，希望它能够在宽范围的控制电压内缓慢地改变其电容量。这是因为，在用电压控制振荡器构成PLL(锁相环)的情况下，PLL电路的瞬态响应特性和噪声频带特性取决于相对控制电压的频率灵敏度。因此，如果频率灵敏度是根据频率而不同的，则PLL电路本身的特性根据频率而改变。在相对于控制电压具有较高的频率灵敏度的区域内，存在着由于在频率控制端产生的轻微噪音所造成的频率改变，而使相位噪声特性降低的问题。
然而，实际上，在半导体衬底上实现电压控制振荡器时，是难以使用高线性度的可变电容元件的，这是因为为了形成可变电容元件缘故而引入的特殊工艺，将使成本增加。图13a显示广泛使用在CMOS(互补型金属氧化物半导体)工艺中利用栅极电容的可变电容元件，而图13b显示在施加基准电压到MOS晶体管的栅极以及施加控制电压到漏极-源极侧的情况下栅极电容的变化。因此，在通常使用MOS晶体管的栅极电容作为可变电容元件情况下，电容值在阈值电压(附图中的Vth)附近突然改变，以至于振荡频率在阈值附近的区域突然地变化。因此，出现一个问题，即，使用这种VCO(压控振荡器)的PLL电路的瞬态响应特性和噪声频带特性根据频率显著地变化。
为了解决这些问题，下面描述的电路已经提出。
图14显示以前可变电容元件的线性度改进技术的电路。(例如，参看日本专利公开号No.2001-352218)。在图14中，那些先前描述过相同的部分赋予同样的符号并且将省略其描述。
参考编号10a、10b、11a、11b、12a和12b表示可变电容元件，而13表示一个电平转换电路。从频率控制端5输入的控制信号输入到电平转换电路13，通过Vd变换的电压比如Vt、Vt-Vd和Vt-2Vd从上面描述电平转换电路的三个输出端输出。在这种情况下，可变电容元件(10a到12b)相对于控制电压Vt的特性如图15所示是通过Vd变换的特性。因为谐振电路的电容量总共是六个电容的容量，所以总电容量如图15中虚线表示的特性(图15中A)，以致相对于控制电压的电容量变化可以缓和。
上述方法中，如图22所示，电平转换电路13是利用FET(场效应晶体管)构成的。这是因为电平转移电路13需要高输入阻抗，以便保持从频率控制端5输入的直流电位。
根据上面所述的方法，它能够改善控制信号的相位噪声特征，但是不能够抑制电源电压中的变化或噪音。更具体的讲，电源电压与控制信号之间的电压差施加到可变电容元件10a、10b、11a、11b、12a和12b的两端，因此即使控制信号侧的噪音被抑制，它们也受电源电压中的变化或噪音的影响。所以，由于电源电压中的细微变化或噪音的影响，使得电压控制振荡器改变了它的振荡频率。
作为防范它的措施，在此建议一种结构，其中施加到每个可变电容元件的单一电压不是电源电压，而每个可变电容元件与电源电压是由隔直流电容器来阻断，以便提供不同于电源电压的基准电压(参看2002年9月出版，IEEE固体电路学报，由Behzad Razavi编写的“用于高速光通信电路的CMOS技术的展望”一文，37卷1135-1144页)。

然而，根据上面描述的方法，基准电压是直接利用电阻分压的电源电压产生的，以至于该基准电压也受电源电压中电压变化或噪音的影响。
电平-转移控制电压的结构存在问题，即由于来自比如FET晶体管产生的噪音所引起的相位噪声特性下降。
鉴于上述问题，本发明的目的是提供一种能够抑制电源电压中电压变化或噪音影响的电压控制振荡器，一种使用该电压控制振荡器的无线电通信设备和一种电压控制振荡的方法，或者提供能够抑制控制信号和/或电源电压的相位噪声特性降低的电压控制振荡器、无线电通信设备和电压控制振荡的方法。
本发明的第一方面提供了一种电压控制振荡器，它包括：具有电感器的电感电路；n个可变电容电路，n是2或2以上的数，可变电容电路具有可变电容元件以及具有在其两端阻断直流电流的隔直流电容，负阻电路，和从电源电压产生基准电压的基准电压产生装置，其中电感电路、n个可变电容电路和负阻电路是并行连接的；预定基准电压输入到n个可变电容电路的可变电容元件的一部分端子；反馈控制振荡频率的控制电压输入到n个可变电容电路的可变电容元件的其它端子；在n个可变电容电路中的，输入到n个可变电容电路中的至少两个可变电容电路的可变电容元件的端子之一的预定基准电压是不同的。
根据本发明第二方面的是根据本发明第一方面的电压控制振荡器，其中当n个可变电容电路是以输入到n个可变电容电路的基准电压的递减次序安排时，输入到第m个可变电容电路的可变电容元件一端的基准电压电压与输入到第m-1个可变电容电路的可变电容元件一端的电压之间的电位差是Vd，m在2与n之间。
根据本发明第三方面的是根据本发明第一方面的电压控制振荡器，其中基准电压产生装置具有串行连接的n+1个电阻，而n个基准电压是根据所述串行连接的n+1个电阻通过分压所述电源电压而产生的。
根据本发明第四方面的是根据本发明第一方面的电压控制振荡器，其中基准电压产生装置具有串行连接的一个电阻和n个二极管，而n个基准电压是根据串行连接的一个电阻和n个二极管通过分压所述电源电压而产生的。
根据本发明第五方面的是根据本发明第四方面的电压控制振荡器，其中二极管可以是由栅极和集电极短路连接的晶体管形成的。
根据本发明第六方面的是根据本发明第三方面的电压控制振荡器，其中基准电压产生装置还可以具有源滤波器。
根据本发明第七方面的是根据本发明第一方面的电压控制振荡器，其中基准电压产生装置具有串行连接的一个有源滤波器和n个电阻，而n个基准电压是根据所述串行连接的一个有源滤波器和n个电阻通过分压所述电源电压而产生的。
根据本发明第八方面的是根据本发明第一方面的电压控制振荡器，其中其中基准电压产生装置的基准电压的输出端可以分别通过电容元件接地。
根据本发明第九方面的是根据本发明第一方面的电压控制振荡器，其中电压控制振荡器还可以具有与它并行连接的频率范围设置可变电容电路，频率范围设置可变电容电路具有可变电容元件、具有输入到可变电容元件一端的电源电压并具有取决于频率范围的电压，该频率范围将被输入到可变电容元件其它端的多个电压使用以便改变可变电容元件的电容量，其中当第一可变电容电路的可变电容元件容量小于预定值时，n个可变电容电路中至少一个可变电容电路的电容量可变范围减小。
根据本发明第十方面的是根据本发明第九方面的电压控制振荡器，其中其中n个可变电容电路中至少一个可变电容电路具有与可变电容元件并行连接的可变电容元件，而且取决于将被多个电压使用的频率范围的电压输入到所述可变电容元件其它端以代替所述控制电压，以至于根据所述频率范围设置可变电容电路的可变电容元件容量的减小，所述n个可变电容电路中至少一个可变电容电路的电容量可变范围减小。
根据本发明第十一方面的是根据本发明第九方面的电压控制振荡器，其中隔直流电容由两个和更多的通过开关连接的电容器组成，而所述开关根据要使用的频率断开或者闭合，以至于所述隔直流电容的容量减小而且所述n个可变电容电路中至少一个可变电容电路的电容量变化范围减小。
根据本发明第十二方面的是根据本发明第一方面的电压控制振荡器，其中所述可变电容元件利用MOS晶体管的栅极电容工作。
本发明的第十三方面提供了一种电压控制振荡器，它包括：具有电感器的电感电路；n个可变电容电路，n是2或2以上的数，可变电容电路具有可变电容，以及负阻电路，其中电感电路、n个可变电容电路和负阻电路是并行连接的，反馈控制振荡频率的控制电压输入到所述n个可变电容电路的可变电容元件的一部分端子；在所述n个可变电容电路中的，至少两个可变电容电路的可变电容元件的电压与电容变化特性是不同的。
根据本发明第十四方面的是根据本发明第十三方面的电压控制振荡器，其中电压与电容变化特性不同的所述可变电容元件可以是由不同杂质浓度的MOS晶体管的电容来实现的。
根据本发明第十五方面的是根据本发明第十三方面的电压控制振荡器，其中电压与电容变化特性不同的所述可变电容元件也可以是由利用P沟道的MOS晶体管电容和利用N沟道的MOS晶体管电容来实现的。
根据本发明第十六方面的是根据本发明第十三方面的电压控制振荡器，其中电压与电容变化特性不同的所述可变电容元件也可以是由MOS晶体管栅极和漏极-源极间的电容以及MOS晶体管栅极和阱之间的电容来实现的。
根据本发明第十七方面的是一种无线电通信设备，其中包括一个PLL电路，该PLL电路具有根据本发明第一方面或第十三方面所述的电压控制振荡器，并且输出目标频率信号。
本发明的第十八方面提供了一种电压控制振荡器的电压控制振荡的方法，该电压控制振荡器包括：具有电感器的电感电路；n个可变电容电路，n是2或2以上的数，可变电容电路具有可变电容元件以及具有在其两端阻断直流电流的隔直流电容，负阻电路，和从电源电压产生基准电压的基准电压产生装置；所述电感电路，所述n个可变电容电路和所述负阻电路是并行连接的；电压控制振荡的方法包括步骤：将预定基准电压输入到所述n个可变电容电路的可变电容元件的一部分端子的步骤；将反馈控制振荡频率的控制电压输入到所述n个可变电容电路的可变电容元件的其它端子的步骤；以及在所述n个可变电容电路中的，输入到所述n个可变电容电路中的至少两个可变电容电路的可变电容元件的端子之一的预定基准电压是不同的。
根据本发明，它能够提供一种能够抑制电源电压中电压变化或噪音影响的电压控制振荡器，一种使用该电压控制振荡器的无线电通信设备和一种电压控制振荡的方法，或者提供能够抑制相位噪声特性降低的电压控制振荡器、无线电通信设备以及电压控制振荡的方法。

图1是显示根据本发明第一实施例的电压控制振荡器结构的电路图；图2a是用于解释根据本发明第一实施例的电压控制振荡器工作原理的示意图；图2b是用于解释根据本发明第一实施例的电压控制振荡器工作原理的示意图；图3是显示根据本发明第一实施例的电压控制振荡器的基准电压产生装置结构的电路图；图4是显示根据本发明第一实施例的电压控制振荡器的基准电压产生装置结构的电路图；图5是显示根据本发明第一实施例的电压控制振荡器的基准电压产生装置结构的电路图；图6是显示根据本发明第一实施例的电压控制振荡器的基准电压产生装置结构的电路图；图7是显示根据本发明第一实施例的电压控制振荡器的基准电压产生装置结构的电路图；图8是显示根据本发明第二实施例的电压控制振荡器结构的电路图；图9是显示根据本发明第二实施例的电压控制振荡器的可变电容结构的电路图；图10a是用于解释根据本发明第二实施例的电压控制振荡器工作原理的示意图；图10b是用于解释根据本发明第二实施例的电压控制振荡器工作原理的示意图；图11是显示根据本发明第二实施例的电压控制振荡器的可变电容另一种结构例子的电路图；图12是显示已有技术的电压控制振荡器结构的电路图；图13a是显示在CMOS工艺中广泛使用的利用栅极电容的可变电容元件示意图；图13b是显示与MOS电容控制电压相对应的电容量变化示意图；图14是显示已有技术的电压控制振荡器结构的电路图；图15是用于说明已有技术的电压控制振荡器的工作原理的电路图；图16是显示根据本发明第一实施例的电压控制振荡器的另一个结构例子的电路图；图17是显示根据本发明第三实施例的电压控制振荡器结构例子的电路图；
图18是用于说明根据本发明第三实施例的电压控制振荡器的工作原理的示意图；图19是显示根据本发明第三实施例的电压控制振荡器的结构例子的电路图；图20是显示根据本发明第三实施例的电压控制振荡器结构例子的电路图；图21是用于说明根据本发明第三实施例的电压控制振荡器工作原理的示意图；以及图22是显示已有技术的电压控制振荡器的电平转换电路结构的示意图。
符号说明100电源端，101电流源，102频率控制端，103a、103b振荡晶体管，104a、104b电感器，105a、105b、106a、106b、107a、107b可变电容元件，108a、108b、109a、109b、110a、110b隔直流电容器，111a、111b、112a、112b、113a、113b高频率的阻断电阻，114基准电压产生装置具体实施方式下面将参考附图描述本发明的实施例。
(第一实施例)图1显示根据本发明第一实施例的电压控制振荡器的结构，其中偏置电路等被省略。
在图1中，参考编号100表示电源端，作为本发明电源端的实例，101表示电源，而102表频率控制端。参考编号103a和103b表示振荡器晶体管，104a和104b表示电感器，105a、105b、106a、106b、107a和107b表示利用CMOS工艺栅极电容的可变电容元件，而108a、108b、109a、109b、110a和110b表示隔直流电容器，作为本发明隔直流电容器的实例。参考编号111a、111b、112a、112b、113a和113b表示高频阻断电阻，而114表示基准电压产生装置。
电感器104a和104b是串行-连接的，电源端100连接到其接点以致形成本发明的电感器电路。可变电容元件105a和105b是通过连接漏极端和源极端而形成，而阻断直流的隔直流电容器108a和108b串行-连接到可变电容元件105a和105b串联电路的两侧。可变电容元件105a和105b与隔直流电容器108a和108b的串联电路(以下，称为可变电容电路A)构成本发明的可变电容电路。同样地，可变电容元件106a和106b与隔直流电容器109a和109b的串联电路(此后，称为可变电容电路B)，以及可变电容元件107a和107b与隔直流电容器116a与116b的串联电路(此后、称为可变电容电路C)构成本发明的可变电容电路。振荡晶体管103a和103b构成本发明的负电阻电路。而上述本发明的电感器电路，可变电容电路A、B和C与负电阻电路相互并行连接的。
频率控制端102连接到可变电容电路A中的可变电容元件105a与105b的连接点，可变电容电路B中的可变电容元件106a与106b的连接点，和可变电容电路C中的可变电容元件107a与107b的连接点，即，连接到漏极-源极，比如本发明可变电容元件的一端的例子。
可变电容电路A的可变电容元件105a与105b的栅极分别通过电阻111a与111b连接到基准电压产生装置114的一个输出端。可变电容电路B的可变电容元件106a与106b的栅极分别通过电阻112a与112b连接到基准电压产生装置114的另一个输出端。可变电容电路C的可变电容元件107a与107b的栅极分别通过电阻113a与113b连接到基准电压产生装置114的另一个输出端。
图3显示基准电压产生装置114结构的实例。在图3中，参考编号120表示电源端，Ra到Rd表示电阻，而122a到122c表示接地的电容性元件。参考编号121a表示输出作为本发明预定基准电压的一个例子的Vref的输出端。参考编号121b表示输出作为本发明预定基准电压的另一个例子的Vref-Vd的输出端，而122c表示输出作为本发明预定基准电压的另一个例子的Vref-2Vd的输出端。
下面，将参考图3描述根据第一实施例的电压控制振荡器的工作。
至于图3中的基准电压产生装置114，将描述如下，如果施加于电源端120的电压是Vcc，则从输出端121a到121c输出的信号电压是[公式1]
Vref＝Vcc·(Rb+Rc+Rd)/(Ra+Rb+Rc+Rd)Vref-Vd＝Vcc·(Rc+Rd)/(Ra+Rb+Rc+Rd)Vref-2Vd＝Vcc·(Rd)/(Ra+Rb+Rc+Rd)通过适当地选择Ra到Rd的值，能够从基准电压产生装置114产生具有期望电位差的基准信号。
在图1中，假设电感器104a和104b的电感是L，可变电容元件105a和105b的电容值是C1，可变电容元件106a和106b的电容值是C2，可变电容元件107a和107b的电容值是C3，以及隔直流电容器108a、108b、109a、109b、110a和110b的电容值是C0。在这种情况下，通过并行连接电感器电路和可变电容电路A、B和C而构成的并联谐振电路的谐振频率f0表示如下。
[公式2]f0＝1/(2π(2L·C′/2)1/2)＝1(2π(2L·C′)1/2)C′＝C1·C0/(C1+C0)+C2·C0/(C2+C0)+C3·C0/(C3+C0)依据电位差Vd的三个不同基准电压差从上述基准电压产生装置114输出。它们被分别加到可变电容电路A的可变电容元件105a和105b的栅极一侧，可变电容电路B的可变电容元件106a和106b的栅极一侧，以及可变电容电路C的可变电容元件107a和107b的栅极一侧。
反馈-控制振荡频率的控制电压从频率控制端102输入到可变电容电路A、B和C的每个可变电容元件的漏极-源极一侧。
如果当基准电压是Vref而每个可变电容元件的电容量在控制电压Vth附近变化时，则可变电容电路A、B和C的电容值相对于如图2a中的频率控制电压而变化。因此，可变电容电路A、B和C的总电容量相对于控制电压如图2b所示缓慢地增加，结果，振荡频率的变化可以在很宽的控制电压范围内适度地补偿。这种情况下的控制电压是每个基准电压与控制电压之间的电压差。
根据本发明，因为没有在频率控制端102和每个可变电容电路之间插入如电平转换电路这样的附加电路，所以能够控制相位噪声特性的衰变。因为施加于电源端100的电压和施加于可变电容元件105a、105b、106a、106b、107a与107b的基准电压是通过隔直流电容器108a、108b、109a、109b、110a与110b来分隔的，因此它具有抑制由于电源电压变化所引起的频率改变的影响。
接地的电容元件122a到122c是抑制从基准电压产生装置114输出噪声缘故的旁路电容元件。根据本发明，即使电容元件平行地插在输出端121a、121b和121c，也不会对PLL电路的瞬态响应特性和噪声频带特性有影响，因此可以插入大电容值的电容元件。更具体的讲，即使插入大电容量的电容元件、甚至从频率控制端5输入的控制电压改变，其响应也不会变坏。所以，能够插入足够大的必要电容元件以便抑制噪音。此外，如图4所示，它是可以通过122d到122f表示的大容量电容(如半导体外面的芯片元件等)构成电容元件，以便其具有更显著的抑制噪声效果。
图5是基准电压产生装置114的另一种结构的例子，与先前描述相同的部分赋予同样的符号。在图5中，参考编号124a到124c表示晶体管。
如果晶体管124a到124c的基极与发射极之间的电压是Vbe，晶体管124a到124c的集电极与基极可以连接作为二极管用，所以二极管每一级的电位差可能大约是Vbe。
因此，电压可以建立如下。
[公式3]Vref＝3VbeVref-Vd＝2VbeVref-2Vd＝Vbe如上所述的电路，即使电源电压变化，二极管的每一级的电位差是Vbe而且几乎不变。因此，它能够稳定基准电压产生装置114输出信号的电位差，以至于实现几乎不受电源电压变化影响的振荡器。
图6是基准电压产生装置114另一种结构的例子，与先前描述相同的部分给于同样的符号。在图6中，参考编号130表示晶体管，131表示电阻，而132表示电容元件，由虚线围绕的部分构成一个有源滤波器。串行-连接到晶体管130基极的电阻131和接地电容元件132构成LPF(低通滤波器)。在此，要使用的可变电容元件设计成满足[公式5]，[公式4]中阈值电压是Vth的情况下，电源电压是Vcc，而晶体管基极-发射极的电压Vbe。
[公式4]Vref＝Vcc-Vbe[公式5]Vth＜Vcc根据这种结构，与图5中结构相比较，它能够利用平滑滤波器消除来自电源的噪音，以至于抑制由来自电源的噪音所引起的基准电压变化。
如图7所示，还可以将接线端121a与晶体管130的基极连接，作为基准电压产生装置114的另外一种结构的例子。端子121a的电压变得比上述图6中结构的电源电压低于一个Vbe，而端子121a的电压可以设置在图7所示结构的电源电压附近。因此，基准电压可以设置在0V到电源电压的范围内。
根据这个实施例，基准电压产生装置114输出端121a输出的基准电压与输出端121b输出的基准电压之间的电位差，以及输出端121b输出的基准电压与输出端121c输出的基准电压之间的电位差都是固定不变的。然而，毫无疑问可以给出不同的电位差。在这种情况下，例如关于图3中电路，应该是Rb≠Rc。
上述描述的例子中，三个可变电容电路并行连接而三个基准电压从基准电压产生装置114输出。然而，不是必须局限于三个，在结构上可以是两个并联或者四个并联。
在这种情况下，如上所述的有n(n是两个或更多)个可变电容电路，而且从基准电压产生装置114输出n个不同的基准电压，以至于输入到n个可变电容电路的每个可变电容元件的栅极一侧。而控制电压输入到n个可变电容电路的每个可变电容元件的漏极-源极一侧，因此基准电压产生装置114的n个输出端应该通过电容元件分别接地。
在这种情况下，当n个可变电容电路以输入到所述n可变电容电路的基准电压以递减次序安排时，输入到第m(m在2与n之间)个可变电容电路栅极一侧的电压与输入到第m-1个可变电容电路栅极一侧的电压之间的电位差应该是Vd。
在这种情况下的基准电压产生装置114应该具有这种结构，如图3中所示的例子，n+1个电阻串行连接，从电源端120提供的电源电压根据n+1个电阻分为n个基准电压，以便输出。
在基准电压产生装置是图5或者图6所示例子的情况下，它应该具有这样的结构，其中n个二极管或者晶体管是串行连接，而电源电压被分为n个基准电压。在这种情况下，可以获得如上所述同样的效果。
上面描述了输入到第m个可变电容电路的电压与输入到第m-1个可变电容电路的电压之间的电位差是Vd。然而，这些电压之间的差电位可以是不同的值，并且可以获得那种情况下同样的的效果。
上述从基准电压产生装置114输出的n个不同的基准电压将被输入到n个可变电容电路的每个可变电容元件的栅极一侧。然而，它也可以是这样的结构，其中从基准电压产生装置114输出的n个基准电压将被输入到n个可变电容电路的每个可变电容元件的栅极一侧，而该n个基准电压中至少有两个是不同的电压。在这种情况下，可以获得如上所述同样的效果。
(第二实施例)图8显示根据本发明第二实施例的电压控制振荡器的结构，其中与先前描述相同的部分赋予同样的符号而且将省略其描述。
根据第一实施例的电压控制振荡器，存在这样一些情况，即使控制电压改变，可变电容元件的容量变化在频率域中也饱和。根据这个实施例的电压控制振荡器涉及到能够根据频带改变可变电容电路电容量的电压控制振荡器。
在图8中，参考编号141a和141b表示频率范围设置可变电容元件，144a、144b和144c表示可变电容电路，而140表示频率范围设置端。可变电容元件141a和141b在漏极-源极一侧相互连接以便形成串联电路，构成本发明的第一可变电容电路。频率范围设置端140连接到第一可变电容电路的漏极-源极一侧的连接点。
图9显示由144a到144c表示的可变电容电路的内部结构。在图9中，参考编号200a和200b表示并行连接第一可变电容电路和可变电容电路144a到144c的连接端。在此，接线端201是连接到图8中的基准电压产生装置114，接线端202是连接到频率控制端102，而接线端203是连接到频率范围设置端140。
参考编号210a、210b、211a和211b表示可变电容元件，212a、212b、213a和213b表示隔直流电容器，214a、214b、215a和215b表示高频阻断电阻，而216表示一个开关。
可变电容元件210a和210b在漏极-源极一侧相互连接，而阻止直流的隔直流电容器212a和212b串行连接到可变电容元件210a和210b串联电路(此后，由可变电容元件210a和210b与隔直流电容器212a和212b形成的串联电路称为第二可变电容电路)的两端。
可变电容元件211a和211b在漏极-源极一侧相互连接，而阻止直流的隔直流电容器213a和213b串行连接到可变电容元件211a和211b串联电路(此后，由可变电容元件211a和211b与隔直流电容器213a和213b形成的串联电路称为第三可变电容电路)的两端。
第二可变电容电路与第三可变电容电路是并行连接的，而且连接到接线端200a和200b。而第二可变电容电路的栅极一侧与第三可变电容电路的栅极一侧通过电阻214a和214b以及电阻215a和215b分别连接到基准电压产生装置114。
第二可变电容电路的漏极-源极连接端与频率控制端202连接，而第三可变电容电路的漏极-源极连接端与开关216的输出端连接。开关216输入侧上的一端与频率控制端202连接，而另外一端与电源连接。
开关216与控制端203连接，而控制端203与频率范围设置端140连接。并且开关216具有这样的结构，其中开关216输入端的一侧和另一侧根据从频率范围设置端140输出的信号进行切换。
下面，将参考附图8和9描述本发明的工作。
根据本发明的电压控制振荡器施加地电位或者电源电压到频率范围设置端140以起动其工作，因此改变第一可变电容电路的可变电容元件141a和141b的电容量以便选择要使用的频率范围。此后，它可以利用施加到频率控制端102的控制电压精确-调谐振荡频率。切换频率范围的方法已经在日本专利公开号No.2001-196853中描述。然而，如图10a所示，以前的方法存在这样的问题，即，使用的频率范围越高，相对于控制电压的频率变化得越急剧。由于这个原因，如果频率范围变得越高，频率范围设置可变电容元件141a和141b的电容值变得越小，结果，相对于构成谐振电路的全部并联电容值，可变电容电路144a到144c的电容值变得比较大。
根据本发明，由图8中144a到144c表示的可变电容电路构成为图9所示的电路，并且可变电容电路144a到144c的电容值根据频率范围而变化，以至于改变电容的变化范围。更具体地，在图9中，可变电容元件210a和210b直接连接到频率控制端202，而可变电容元件211a和211b根据开关216有选择地连接到频率控制端202或者电源电压。施加到开关216控制端203的电压与频率范围设置端140同步地切换。更具体地讲，在使用低频段频率范围的情况下，开关216的输入侧连接到频率控制端202，而在使用高频段情况下它连接到电源电压一侧。因此，通过适当地设置可变电容元件210a、210b、211a和211b的电容值，在即使切换到如图10a所示的多个频带情况下，它实质上也能够相对于控制电压而稳定频率的变化。
图11显示由图8中144a到144c表示可变电容器的另一个结构例子，而且如图9所示电路相同的部分赋予同样的符号并且将省略其描述。
在图11中，参考编号220a和220b表示隔直流电容器，而221a和221b表示开关。开关221a与电容器220a是串行连接的，而且它们这样连接以至于当开关221a处在连接状态时电容器220a并行地与电容器212a连接。同样地，开关221b与电容器220b是串行连接的，而且它们连接成致使当开关221b处在连通状态时，电容器220b并行地与电容器212b连接。而开关221a和221b连接到控制端203，并且根据从频率范围设置端140输出的信号而断开和闭合。
下面将参考图8和11描述在使用如图8所示可变电容电路的图11中所显示电路的情况下的工作过程。
开关221a和221b的控制端203连接到频率范围设置端140。在使用低频频率范围的情况下，开关221a和221b设置在连通状态。而在使用高频频率范围的情况下，开关221a和221b设置在断开状态。
现在，假设可变电容元件210a和210b的电容值是C0，隔直流电容器212a和212b的电容值是C1，而隔直流电容器220a和220b的电容值是C2。在这种情况下，当开关221a和221b处于连通状态时，210a、212a和220a或者210b、212b和220b的总电容值C表示如下。
[公式6]C＝C0·(C1+C2)/(C0+C1+C2)而当开关221a和221b处于断开状态时，它表示如下。
[公式7]C＝C0·C1/(C0+C1)而它可以根据开关221a和22b的工作状态改变图11中所示整个可变电容电路的电容值。更具体地说，根据第一可变电容电路的电容量的减小，通过适当地降低可变电容元件210a、210b、211a和211b的电容量变化范围，即使在切换到如图10b所示的多个频带情况下，实质上也能够相对控制电压调整稳定频率的变化。更具体的说，即使在使用高频频段情况下也可以抑制控制电压上噪音的细微影响。
根据这个实施例，已经描述了两个频带范围的情况。然而，这可以支持具有相同结构的三个或更多的频带范围。在这种情况下，多个电压中的，对应于该频率范围的电压输入到第一可变电容电路和可变电容电路144a到144c。在此，在使用图9所示电路的可变电容电路144a到144c情况下，一种可以考虑的结构是，其中相同结构的不同可变电容电路再另外并行连接到第二可变电容电路和第三可变电容电路，而且电源电压是按照从频率范围设置端140输入的电压输入的，如同第二可变电容电路一样。
在使用图11所示电路的可变电容电路144a到144c情况下，一种可以考虑的结构是，一个开关和电容器的串联电路另外并行连接到电容器212a和212b，而且该电容器是基于从频率范围设置端140输入的电压另外连接的。
根据这个实施例的电压控制振荡器还可以具有这样的结构，其中有n个可变电容电路，n个可变电容电路中至少一个具有至少一个可变电容量元件，多个电压中的与要使用的频率对应的电压代替控制电压输入到至少一个可变电容元件的漏极-源极一侧的一端，以至于n个可变电容电路中至少一个的电容量变化范围，按照可变电容电路的可变电容元件电容量的减少而降低。
根据这个实施例的电压控制振荡器还可以具有这种结构，其中隔直流电容器由两个或更多通过开关连接的电容器组成，而且当上述开关根据使用的频率开或关时隔直流电容器的容量减小，以至于n个可变电容电路中至少一个的电容量变化范围降低。
至此，这个实施例已经通过采取图9或者11所示的可变电容电路进行了描述。然而，并不局限于图9或者11所示例子的n个可变电容电路，但是可以是另一种结构的可变电容。更具体的说，n个可变电容电路应该具有的结构是，其中电源电压或者预定的基准电压输入到n个可变电容电路的可变电容元件的一部分端子，反馈-控制振荡频率的控制电压输入到所述n个可变电容电路的可变电容元件的其它端子，而当第一可变电容电路的可变电容元件的电容量变得低于预定值时，n个可变电容电路中至少一个的电容量变化范围降低。在这种情况下、可以获得如上所述相同的效果。
根据上面描述的这个实施例，电容性元件122a、122b和122c连接到基准电压产生装置114的输出端。然而，根据这个实施例的电压控制振荡器不是必须需要电容性的元件122a、122b和122c。在这种情况下，在不受来自电源电压或者基准电压噪音的影响下，也可以获得如上所述相同的效果。
根据上述描述的第一和第二实施例，从基准电压产生装置114输出的基准电压输入到可变电容电路的每个可变电容元件的栅极一侧，而控制电压输入到可变电容电路的每个可变电容元件的漏极-源极一侧。然而，它也可以是这种结构，即其中控制电压输入到可变电容电路的每个可变电容元件的栅极，而基准电压输入到可变电容电路的每个可变电容元件的漏极-源极。
根据上面的描述，可变电容元件是那些利用在CMOS工艺中使用的栅极电容。然而，可变电容元件也可以是另一类型的电容元件。在这种情况下，基准电压应该输入到每个可变电容元件的一侧而控制电压应该输入到其另一侧，而且可以获得如上所述相同的效果。
(第三实施例)根据本发明第三实施例的电压控制振荡器将参考附图17到20在下面进行描述。
图17显示根据这个实施例的电压控制振荡器的结构实例。与第一和第二实施例相同的元件赋予同样的参考编号，而且将省略其描述。图17所示的电压控制振荡器具有串行连接的可变电容元件305a和305b以便构成可变电容电路A，以及具有串行连接的可变电容元件306a和306b以便构成可变电容电路B。可变电容元件305a、305b、306a和306b的栅极一侧连接到不包括隔直流电容器110a和110b的电源电压一侧。在这个实施例中没有使用基准电压产生装置114。
在图17所示的电路中，使用在可变电容电路A中的可变电容元件和使用在可变电容电路B中的具有不同的电压特性。图18图解说明这一特性差别。例如，图18中曲线A表示使用在可变电容电路A中的可变电容元件305a和305b的特性，而曲线B表示使用在可变电容电路B中的可变电容元件306a和306b的特性。可变电容元件特性的这种差别是可以实现的，例如，通过区分可变电容元件的阱杂质浓度来实现。
如图17所示，可变电容电路A和B并行连接以至于整个电路的特性变得缓和，如图18中虚线所示。因此，根据这个实施例的电压控制振荡器具有如同第一实施例电压控制振荡器一样抑制相位噪声的效果。
图19显示在可变电容电路A中使用N沟道金属氧化物半导体的可变电容元件405a和405b，以及在可变电容电路B中使用P沟道金属氧化物半导体的可变电容元件406a和406b情况下(反过来也可以)的结构实例。因为N沟道金属氧化物半导体与P沟道金属氧化物半导体在电压-电容量的特性上是相反的，所以在可变电容电路A和B中的可变电容元件分别是以相反方向连接的，如图19所示(例如，可变电容元件405a和406a)。在这种结构中可以获得如上所述相同的效果。
图20显示一种结构的例子，在这种情况下，可变电容元件505a和505b利用具有电容形成在栅极和漏极-源极之间的倒置MOS晶体管，而且它们在可变电容电路A中用作可变电容元件，以及可变电容元件506a和506b利用具有电容形成在栅极和阱之间的积聚MOS晶体管，而且在可变电容电路B中用作可变电容元件(反过来也可以)。因为倒置的MOS晶体管与积聚的MOS晶体管在电压-电容量的特性上是相反的，所以如图20所示可变电容元件分别是以相反方向连接(例如，可变电容元件505a和406a)。因为这种结构，整个电路的电压—电容量特性变得更缓和，如图21中虚线所示，因此可以获得如上所述相同的效果。
根据这个实施例，已经利用两个可变电容电路描述了一些实例。然而，它也可以是具有另外连接可变电容电路的结构。在这种情况下，它可以是这种结构，其中每个可变电容电路中的可变电容元件的特性不同，或者也可以是这种结构，其种至少两个可变电容电路中的可变电容元件的特性不同。即使在这种情况下，关于电压-电容特性，如果整个电路的特性变得更缓和，也可以获得如上所述相同的效果。
也可以考虑图17到20所示可变电容电路结合的情况。即使在这种情况下，关于电压-电容特性，如果整个电路的特性变得更缓和，也可以获得如上所述相同的效果。
根据上面描述，MOS晶体管被用作振荡晶体管。然而，也可以使用双极性晶体管。
本发明的范围还包括无线电通信设备，其具有根据第一和第二实施例的电压控制振荡器以及具有输出目标频率信号的PLL电路。
如上所述，根据这本发明，即使在使用低线性的可变电容元件情况下，也可以缓和相对于电压控制振荡器的控制电压所引起的振荡频率的变化。因此，能够在较宽频带内保持PLL电路恒定的瞬态响应特性和噪声频带特性，而且可以并联大容量旁路电容器到基准电压产生装置的信号输出端，以致实现较好相位噪声特性的振荡器。
根据上面描述，电源端100连接到电感器104a和104b的连接点。然而并不只限制于此，图16所示的结构也是可以考虑的。
根据本发明的电压控制振荡器和电压控制振荡的方法能够抑制电源电压中电压变化或者噪音的影响，或者抑制相位噪声特性的降低，以至于它们对无线电通信设备等是有用的。