电力变换装置
阅读：507发布：2024-02-22
专利汇可以提供电力变换装置专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且在电 力 变换装置中，在将非对称三 角 波设为载波 信号 来进行脉冲宽度调制时，产生高次谐波。为了抑制该高次谐波，以使指令值失真的方式预先进行校正，根据校正后的指令值和非对称载波信号来确定 开关 动作的栅极信号，进行脉冲宽度调制，得到没有失真的 输出 电压 或者输出 电流 。，下面是电力变换装置专利的具体信息内容。
1.一种电力变换装置，其特征在于，具备：
电力变换电路，通过半导体器件的开关动作进行电力变换；
非对称载波信号发生单元，产生信号减少期间与信号增加期间不同的非对称载波信号，其中所述信号减少期间是载波信号从最大值向最小值变化所需的期间，所述信号增加期间是所述载波信号从最小值向最大值变化所需的期间；
指令值发生单元，产生指令值；
指令值校正单元，接受来自所述非对称载波信号发生单元的所述非对称载波信号和所述指令值发生单元的所述指令值，根据所述非对称载波信号校正所述指令值，输出校正后指令值；以及
比较单元，对来自所述指令值校正单元的所述校正后指令值与所述非对称载波信号进行比较，确定所述电力变换电路的所述开关动作的栅极信号。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述指令值校正单元是使用由所述非对称载波信号产生的高次谐波来校正所述电力变换电路的输出的指令值的高次谐波电压失真校正单元，所述高次谐波电压失真校正单元抑制所述高次谐波中的2阶高次谐波。
3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述高次谐波电压失真校正单元具备减法器，在所述减法器中从所述指令值减去所述高次谐波，将所述校正后指令值输出到所述比较单元。
4.根据权利要求3所述的电力变换装置，其特征在于，
所述高次谐波电压失真校正单元具备高次谐波参照单元，该高次谐波参照单元基于所述指令值参照由所述非对称载波信号产生的高次谐波分量，输出校正信号，使用所述校正信号来校正所述指令值，输出所述校正后指令值。
5.根据权利要求3所述的电力变换装置，其特征在于，
所述高次谐波电压失真校正单元具备高次谐波运算单元，该高次谐波运算单元根据所述指令值和所述非对称载波信号来运算高次谐波，
从所述指令值减去所计算出的高次谐波信号，输出所述校正后指令值。
6.根据权利要求3所述的电力变换装置，其特征在于，具备：
检测单元，检测所述电力变换电路的输出；
高次谐波提取单元，从由所述检测单元取得的检测值提取由所述非对称载波信号产生的高次谐波失真；以及
控制单元，根据所述高次谐波提取单元的输出来设定校正信号。
7.根据权利要求6所述的电力变换装置，其特征在于，
所述高次谐波电压失真校正单元具备高次谐波参照单元，该高次谐波参照单元基于所述指令值参照由所述非对称载波信号产生的高次谐波分量，输出校正信号，使用所述校正信号来校正所述指令值，设定第一校正信号，并且，将由所述控制单元设定的校正信号设为第二校正信号，使用所述第一校正信号和所述第二校正信号来校正所述指令值，输出所述校正后指令值。
8.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电力变换电路是能够双向供给直流电力与多相交流电力的多相电力变换电路，所述指令值发生单元产生第一指令作为指令值，
所述电力变换装置具备：
直流母线电流检测单元，设置于所述多相电力变换电路；
相电流复原部，根据所述多相电力变换电路的开关模式和由所述直流母线电流检测单元检测到的直流母线电流复原流向多相交流侧的相电流；
第二指令制成单元，输出用于所述相电流的复原的第二指令；以及
电压指令选择单元，选择将来自所述指令值校正单元的所述校正后指令值与所述第二指令中的哪一方的指令发送给所述比较单元，
所述电压指令选择单元在所述非对称载波信号的所述信号增加期间与所述信号减少期间中的较短的一方的期间，输出所述第二指令。
电力变换装置
技术领域
背景技术
[0002] 以往以来，通过使绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、金属氧化膜半导体场效应晶体管(MOSFET)或晶闸管这样的半导体器件进行开关而将输入电力变换成任意形态的输出电力的电力变换装置在各种用途中被使用。
[0003] 在该电力变换装置中，如果在输入输出电力中包含失真，则成为设备类的噪声或振动的原因，所以实施抑制该输入输出电力的失真的应对措施。作为其一，使用脉冲宽度调制方式，高速地进行控制，使输出尽可能与正弦波接近。另外，在这里，为了生成开关信号，执行载波比较方式这样的方法。
[0004] 该载波比较方式是指对被称为载波信号或者载波的高频信号与基于电压或者电流的指令值进行比较而确定开关信号，具体来说，在指令值大于载波信号的情况下将开关信号设为“高”，在指令值小于载波信号的情况下将开关信号设为“低”。
[0005] 作为该载波信号，通常使用对称三角波。该“对称三角波”特别是指从最大值单调减少到最小值所需的信号减少期间与从最小值单调增加至最大值的信号增加期间相等的左右对称的三角波波形。
[0006] 使用对称三角波的理由在于，根据对称三角波具有的高次谐波分量与非对称三角波具有的高次谐波分量的比较，后者比前者的低阶高次谐波较多。
[0007] 但是，与生成对称三角波的电路结构相比，生成非对称三角波的电路结构更简单，所以，一般考虑代替对称三角波而使用信号增加期间与信号减少期间不相等的三角波波形、即“非对称三角波”，但在将非对称三角波用作载波信号的情况下，由于低阶高次谐波引起输出的失真，所以如专利文献1中提出的内容那样，即使使用非对称三角波，也并非将非对称三角波直接用作与指令值进行比较的比较信号，而是对锯齿波形的信号施加校正而调整成对称三角波，将该调整后的对称三角波作为载波信号来进行与指令值的比较，并非将非对称三角波直接用作载波信号。
[0008] 专利文献1：日本专利第3326790号公报
发明内容
[0009] 在以往的电力变换装置中，在将非对称波形的信号用作载波信号的情况下设想高次谐波的问题，所以一般认为使用对称三角波作为载波信号是当然的，所以未研究将非对称波形的信号用作载波信号的电力变换装置。
[0010] 本发明的目的在于提供将非对称波形的信号用作载波信号而能够抑制输出波形的高次谐波的电力变换装置。
[0011] 本发明的电力变换装置具备：电力变换电路，通过半导体器件的开关动作进行电力变换；非对称载波信号发生单元，产生信号减少期间与信号增加期间不同的非对称波形的载波信号，其中所述信号减少期间是载波信号从最大值向最小值变化所需的期间，所述信号增加期间是所述载波信号从最小值向最大值变化所需的期间；指令值发生单元，产生指令值；指令值校正单元，接受来自所述非对称载波信号发生单元的所述非对称载波信号和所述指令值发生单元的所述指令值，根据所述非对称载波信号校正所述指令值，输出校正后指令值；以及比较单元，对来自所述指令值校正单元的所述校正后指令值与所述非对称载波信号进行比较，确定所述电力变换电路的所述开关动作的栅极信号。
[0012] 根据本发明的电力变换装置，在以重叠想要去除的阶数的高次谐波信号的方式校正指令值之后，利用非对称载波信号进行脉冲宽度调制，从而能够得到失真小的输出波形。因此，即使将非对称波形的信号用作载波信号，也能够抑制电力变换装置的输出电力的波形的高次谐波。
附图说明
附图说明
[0013] 图1是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的结构图。
[0014] 图2是示出相对于本发明的实施方式1的比较例的电力变换装置的结构的结构图。
[0015] 图3是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的动作状态的信号波形图。
[0016] 图4是示出相对于本发明的实施方式1的比较例的电力变换装置的动作状态的波形图。
[0017] 图5是示出在本发明的实施方式1的电力变换装置中使用锯齿波形的信号作为载波信号的情况下的载波频谱的图。
[0018] 图6是对对称三角波与非对称三角波的傅里叶系数进行比较的图。
[0019] 图7是本发明的实施方式2的电力变换装置的结构图。
[0020] 图8是本发明的实施方式3的电力变换装置的结构图。
[0021] 图9是本发明的实施方式3的电力变换装置的高次谐波参照单元的振幅频谱的说明图。
[0022] 图10是示出本发明的实施方式3的电力变换装置的高次谐波电压失真校正单元的效果的说明图。
[0023] 图11是本发明的实施方式4的电力变换装置的结构图。
[0024] 图12是本发明的实施方式5的电力变换装置的结构图。
[0025] 图13是本发明的实施方式6的电力变换装置的结构图。
[0026] 图14是本发明的实施方式7的电力变换装置的结构图。
[0027] 图15是说明本发明的实施方式7的相电流复原方法的原理的说明图。
具体实施方式
[0028] 实施方式1.
[0029] 以下，根据图1说明本发明的实施方式1的电力变换装置。
[0030] 图1是实施方式1的电力变换装置110的概略结构图，示出实现脉冲宽度调制控制的载波比较方式的结构。
[0031] 在该电力变换装置110中具备将半导体器件用于开关元件的电力变换电路3，比较单元5被连接到电力变换电路3，从比较单元5对电力变换电路3供给控制开关动作的栅极信号。
[0032] 比较单元5通过载波比较方式生成栅极信号，非对称载波信号发生单元4和指令值校正单元16被连接到比较单元5。另外，供给期望的波形的指令值的指令值发生单元15被连接到指令值校正单元16。期望的波形的指令值信号被从指令值发生单元15供给到指令值校正单元16，在该指令值校正单元16中校正指令值信号，生成校正后指令值信号。根据在非对称载波信号发生单元4中生成的非对称三角波的状态进行该校正。
[0033] 为了明确本发明的实施方式1与现有技术的差异，在图2中示出现有技术的概略结构。图2所示的结构是以往的实现脉冲宽度调制控制的电力变换装置，在图中对相同或者相当的部分附加相同的符号。如图所示，与本申请发明不同之处是与比较单元5连接的结构。即，该图2中示出的是对称载波信号发生单元140和指令值发生单元15被连接到比较单元5，从对称载波信号发生单元140供给对称三角波信号作为载波信号，直接从指令值发生单元
15供给指令信号。
15供给指令信号。
[0034] 如果对该图1与图2进行比较则可以明确，在本申请发明中，使用非对称波形的信号作为载波信号，根据该非对称载波信号的状态，对指令值信号施加校正而生成校正后指令值信号，对校正后指令值信号与载波信号进行比较。
[0035] 在用信号波形图表示图1所示的实施方式1的动作状态时，如图3所示。
[0036] 图3(a)示出信号的状态，在图中a是载波信号且是非对称三角波信号。b是期望的电压波形的指令值信号。c表示将非对称三角波信号a的2阶高次谐波重叠于指令值信号b而得到的校正后指令值信号。此外，图3(a)中的阶梯状的波形表示对校正后指令值信号c进行零阶保持而得到的信号。图3(b)示出使用图3(a)所示的非对称三角波信号a和校正后指令值信号c进行脉冲宽度调制控制而得到的输出信号(栅极信号)。图3(c)是对图3(b)所示的输出信号进行频率解析的结果，如此处所示，通过对指令值信号进行校正，2阶高次谐波频谱几乎未出现。在该例子中，在仅使2阶高次谐波重叠于指令值之后进行调制，但在想要抑制其它阶数的高次谐波的情况下，使该阶数的高次谐波重叠于指令值即可。当然也能够将阶数不同的2个以上的高次谐波同时重叠。在该方法中，重叠的高次谐波的振幅和相位极为重要，但求出它并不那么困难。
[0037] 与图3同样地，在图4中示出图2所示的比较例中的信号的状态。
[0038] 图4(a)示出信号的状态，a0是载波信号且是对称三角波信号。b是期望的电压波形的指令值信号。此外，图4(a)中的阶梯状的波形表示对校正后指令值信号c进行零阶保持而得到的信号。图4(b)示出使用图4(a)所示的对称三角波信号a0和指令值信号b进行脉冲宽度调制控制而得到的输出信号(栅极信号)。图4(c)是对图4(b)所示的输出信号进行频率解析的结果，如此处所示，虽然在输出波形中包含载波的频谱，但低阶高次谐波的频谱几乎未出现。这是由于对称三角波不具有偶数阶的频谱。
[0039] 相对于该对称三角波信号，图5中示出对将作为非对称三角波的一种的锯齿波形信号用作载波信号而进行了脉冲宽度调制控制的情况下的输出信号进行频率解析的结果。如图5所示，尽管将载波频率和指令值的振幅以及频率设为与图4所示的情况相同的条件，但在锯齿波形信号的情况下，2阶高次谐波(2f)频谱显著变大，进而3阶高次谐波(3f)频谱也增加。在载波频率与指令值的频率接近的情况或者载波振幅与指令值的振幅的比率即调制度变大的情况下，这些高次谐波频谱变大。
[0040] 根据实施方式1和比较例可以理解，由于用于载波信号的信号而存在高次谐波，由于该高次谐波产生噪声等问题，所以比较例所示的结构为使用高次谐波少的状态的载波，与此相对，显然在该实施方式1中，即使是存在高次谐波的载波信号，通过校正指令值信号，也能够形成抑制了由高次谐波造成的影响的输出电压信号。
[0041] 图6中示出对称三角波与非对称三角波具有的高次谐波分量的差异。在这里，比较对称三角波与三种非对称三角波的傅里叶系数。如果尝试对信号增加期间与信号减少期间的比率为1∶1(对称三角波)(1)、1∶3(2)、1∶9(3)、1∶无限大(锯齿波形)(4)这四种波形的频谱进行比较，则可知波形接近左右对称的波形的基波的频谱大，高次谐波频谱也小。因此，除了指令值信号的频率相对于载波信号的频率充分低的情况以外，通常优选将对称三角波信号用于载波信号。但是，以预先了解到高次谐波分量的存在且是存在该高次谐波的载波信号为前提，校正指令值信号，使用校正后指令值信号，从而能够得到抑制了高次谐波的影响的输出电压信号。由此，设计的自由度变大，能够带来电路结构的成本降低。
[0042] 实施方式2
[0043] 接下来，作为实施方式2，说明校正指令值信号的具体结构。
[0044] 图7是实施方式2的电力变换装置的结构图。在图7中，对与图1所示的结构分别相同或者相当的部分分别附加相同符号来进行说明。在图7中，作为电力变换装置110，示出电压型单相逆变器。电力变换装置110具备电力变换电路3、电力变换电路3的控制装置100以及上级控制器103。上级控制器103对电力变换电路3的控制装置100发送电压或电流的指令值。在负载1是马达的情况下，上级控制器103也有时将速度指令或位置指令提供给控制装置100。电力变换装置110根据该指令值进行动作。
[0045] 作为硬件，电力变换电路的控制装置100具备非对称载波信号发生单元4、比较单元5、处理器101以及存储器102。虽然未图示，但存储器102具备随机存取存储器等易失性存储装置以及闪存存储器等非易失性的辅助存储装置。此外，虽然未图示，但存储器102也可以具备随机存取存储器等易失性存储装置以及代替非易失性的辅助存储装置的硬盘等辅助存储装置。处理器101执行从存储器102输入的程序。存储器102具备辅助存储装置和易失性存储装置，所以从辅助存储装置经由易失性存储装置对处理器101输入程序。另外，处理器101既可以将运算结果等数据输出到存储器102的易失性存储装置，也可以经由易失性存储装置将所述数据保存到辅助存储装置。
[0046] 在这里，虽然未图示，但该装置也可以还具有检测在电力变换电路中流过的电流的电流检测单元以及检测施加到电力变换电路的电压的电压检测单元。也可以将利用这些电流检测单元和电压检测单元取得的数值发送给处理器101或存储器102。
[0047] 非对称载波信号发生单元4产生非对称载波信号。此外，将从最大值单调减少到最小值所需的信号减少期间与从最小值单调增加到最大值为止的信号增加期间不相等的左右非对称的载波信号称为“非对称载波信号”。非对称三角波的代表例是锯齿波形。
[0048] 处理器101为了抑制由非对称载波信号产生的高次谐波，确定对电压指令施加校正而得到的校正后电压指令。即，相当于在上述实施方式1中示出的指令值校正单元16，虽然未图示，但获取与从非对称载波信号发生单元4产生的非对称载波信号相关的信息，确定校正后电压指令。
[0049] 比较单元5对非对称载波信号与校正后电压指令进行比较，确定电力变换电路3的栅极信号。在该实施例中，电力变换电路3是单相逆变器电路，所以，为了将电源2的直流电压变换成任意电压而施加给负载1，对半导体开关3a、3b互补地进行开关。处理器的输入输出接口不具备驱动大容量的半导体开关的能力的情况也很多，所以，在该情况下使用栅极驱动器电路3c。在图7中，将半导体开关3a、3b设为IGBT，但并非旨在将发明限定于此，也可以是功率晶体管或FET。
[0050] 实施方式3
[0051] 图8是示出本发明的实施方式3的电力变换装置的结构的图。电力变换电路的控制装置100具备非对称载波信号发生单元4、比较单元5、高次谐波电压失真校正单元6。图8所示的高次谐波电压失真校正单元6由执行图7所示的存储器102中存储的程序的处理器101或者未图示的系统LSI等处理电路来实现。另外，既可以由多个处理器101以及多个存储器102协作来执行上述功能，也可以由多个处理电路协作来执行上述功能。另外，也可以通过多个处理器101以及多个存储器102与多个处理电路的组合协作来执行上述功能。
[0052] 图8的高次谐波电压失真校正单元6包括减法器6a和根据电压指令参照由非对称载波信号产生的高次谐波的高次谐波参照单元6b，从电压指令减去高次谐波信号，从而确定校正后电压指令，相当于实施方式1所示的指令值校正单元16，如在先前的实施方式中所说明的那样，接受与非对称载波信号相关的信息，校正电压指令值，确定校正后电压指令。
[0053] 如果使用非对称载波信号对正弦波状的指令值信号直接进行脉冲宽度调制，则在指令值信号的频率接近载波信号的频率时，输出信号中包含的高次谐波增大，这已经说明，但如果用公式来表现这种情形，则能够如下那样说明。
[0054] 在如式(1)所示给出电压指令Vref并利用非对称载波信号进行调制的情况下，施加到负载1的电压Vload能够如式(2)所示地表现。
[0055] [数1]
[0056] 数1
[0057] Vref＝Vf·exp(j(ωt+θ1)) 式(1)
[0058] [数2]
[0059] 数2
[0060]
[0061] 在这里，Vf表示电压指令的振幅，ω表示电压指令的角频率，θ1表示电压指令的相位，exp表示以纳皮尔常数(Napier’s constant)为底的指数函数，j表示复数，V2h、V3h表示2阶高次谐波以及3阶高次谐波的振幅，θ2、θ3表示2阶高次谐波以及3阶高次谐波的相位，Vcarrier表示载波频谱的电压的总和。
[0062] 在预先使指令值信号失真之后进行脉冲宽度调制，从而能够去除输出信号中包含的高次谐波，如式(3)所示，进行电压指令值的校正，利用非对称载波信号来对该校正后指令值Vref2进行调制。在式(3)中，进行2阶高次谐波分量的校正，由此如式(4)所示，从施加到负载1的电压Vload去除2阶高次谐波分量。
[0063] [数3]
[0064] 数3
[0065] Vref2＝Vref-V2h·eXp(j(2ωt+θ2)) 式(3)
[0066] [数4]
[0067] 数4
[0068]
[0069] 此外，在这里，基于在未进行校正的情况下要施加到负载1的电压来确定2阶高次谐波的振幅V2h以及相位θ2。
[0070] 图9是用于说明本发明的实施方式3的电力变换装置中示出的高次谐波参照单元6b的振幅频谱的说明图。它是关于利用某种非对称载波信号对正弦波信号进行脉冲宽度调制时产生的2阶高次谐波的振幅频谱计算出的结果的一个例子。例如，将载波信号的频率设为5kHz，当使正弦波信号与载波信号的振幅比即调制率和正弦波信号的频率变化时，脉冲宽度调制控制信号中包含的2阶高次谐波分量如图9所示变化。
[0071] 在图9的计算中使用了快速傅里叶变换的算法，如果进行快速傅里叶变换，则同时求出高次谐波的振幅频谱和相位频谱，所以从电压指令减去所求出的高次谐波信号而进行校正。利用计算机仿真得到该图9所示的计算结果，从而在实施方式3中，基于图9所示的计算结果进行电压指令值信号的校正。
[0072] 例如关于图9所示的计算结果，图8的高次谐波参照单元6b例如在储存于实施方式2所示的存储器102的存储装置中的查找表格中，基于电压指令值信号的频率和调制率，参照由非对称载波信号产生的高次谐波分量，将高次谐波分量作为校正信号输出到减法器
6a。在减法器6a中，从电压指令值减去校正信号即上述高次谐波分量，从而进行预先使电压指令值失真的校正。通过利用非对称载波信号对校正后电压指令进行脉冲宽度调制，其结果从施加到负载1的电压去除高次谐波失真。
6a。在减法器6a中，从电压指令值减去校正信号即上述高次谐波分量，从而进行预先使电压指令值失真的校正。通过利用非对称载波信号对校正后电压指令进行脉冲宽度调制，其结果从施加到负载1的电压去除高次谐波失真。
[0073] 图10是示出本发明的实施方式3的电力变换装置110的高次谐波电压失真校正单元6的效果的说明图，是关于对实施了本发明的情况下的输出信号进行傅里叶变换的结果的总结。在图9中，根据条件，产生了超过基波振幅的大小的10％的2阶高次谐波失真，但通过实施本发明，能够将输出信号的2阶高次谐波失真抑制至1％左右。
[0074] 这样，在本发明的实施方式3中，即使将非对称三角波用于载波信号，也能够抑制输出波形的高次谐波，能够通过非常简单的手段解决作为非对称载波信号的缺点的与高次谐波相关的问题。另外，在这里，说明了利用非对称载波信号对简单的正弦波信号进行脉冲宽度调制的情况，但为了在电压型三相逆变器电路中改善电压利用率，还能够使3阶高次谐波信号重叠于正弦波信号，重新计算高次谐波频谱，只要校正指令值信号，就能够实现有实际效果的应对。
[0075] 在实施方式3中，说明了为了进行电压指令的校正而事先计算高次谐波频谱并储存到查找表格，但如果计算机的运算性能有余裕，则也可以在实施方式2的处理器101内部实时地计算高次谐波频谱。在非对称载波信号的频率或者信号增加期间与信号减少期间的比率频繁地变更的情形中，应该储存在存储器102中的数据量增加，所以也可能有时在处理器101内部实时地计算高次谐波频谱更好。
[0076] 实施方式4
[0077] 图11是本发明的实施方式4的电力变换装置110的结构图。作为与实施方式3的不同点，高次谐波电压失真校正单元6包括减法器6a、利用非对称载波信号对电压指令进行脉冲宽度调制的比较单元6d以及对由该比较单元6d生成的脉冲列进行傅里叶变换而计算高次谐波频谱的高次谐波运算单元6c。在该高次谐波电压失真校正单元6中，通过从电压指令减去高次谐波信号来确定校正后电压指令。
[0078] 作为计算高次谐波频谱的方法，作为一个例子，存在实际对作为脉冲宽度调制的结果得到的脉冲进行傅里叶变换的方法。除此之外，存在使用复数双重傅里叶级数或开关函数的计算法。实际上，在实际对脉冲进行傅里叶变换的情况下能够更简单地求出高次谐波，所以，在该高次谐波运算单元6c中仅仅运算高次谐波并输出。
[0079] 在这里，在比较单元6d中对非对称载波信号发生单元4的输出与电压指令进行比较，得到脉冲宽度调制的输出，在高次谐波运算单元6c中根据该输出信号运算高次谐波，计算高次谐波信号，在减法器6a中，从电压指令信号减去所计算出的高次谐波信号，生成校正后指令信号。在实施方式3中，使用高次谐波参照单元6b来设定高次谐波，与此相对，在这里，在高次谐波运算单元6c中实时地计算，从而计算高次谐波。因此，即使频繁地变更载波信号波形，也能够减少保存的数据量。
[0080] 实施方式5
[0081] 在实施方式2至4中示出前馈控制的结构，但也能够通过反馈控制来抑制由非对称载波信号引起的高次谐波失真。
[0082] 图12是本发明的实施方式5的电力变换装置的结构图。在图12中，构成为新具备电流检测单元7，根据由电流检测单元7得到的检测电流或者检测电压，用高次谐波提取单元6e提取由非对称载波信号产生的高次谐波电流失真，基于它对电压指令施加校正。作为具体的高次谐波的提取方法，能够使用利用傅里叶变换的方法。
[0083] 也可以代替电流检测单元7而具备电压检测单元。当然，既可以具备电流检测单元7和电压检测单元这两者，也可以使用电力变换电路3的电压和电流这两者来对电压指令施加校正。校正值在设置于高次谐波电压失真校正单元6中的控制单元6f中确定，它例如包括PID控制器。PID控制器是将e设为偏差、并以使指令值r与检测值x的偏差e为零的方式对控制量y进行自动调整的控制器的一种。PID控制器的控制公式一般通过式(5)以及式(6)表示。
[0084] [数5]
[0085] 数5
[0086] e＝r-x 式(5)
[0087] [数6]
[0088]
[0089] 在这里，Kp是比例增益，KI是积分增益，KD是微分增益。在PID控制器中，通过使增益变更，从而向指令值的收敛的快慢和稳定性变化。关于增益的调整法，提出有各种方法。
[0090] 例如，详细叙述利用电流检测单元7和高次谐波提取单元6e而知道了在负载1中流过的电流中包含的2阶高次谐波的余弦分量I2c与正弦分量I2s的情况下(这相当于知道了电流中包含的2阶高次谐波的振幅和相位)的控制单元6f的构成法。这些2阶高次谐波最好双方都为零，但在对电压指令施加校正时，使什么样的2阶高次谐波重叠于电压指令成为问题。
[0091] 如果负载1的阻抗已知，则容易对应该重叠的2阶高次谐波电压进行逆运算。但是，在阻抗未知的情况或者由于温度变动等干扰原因而阻抗变动的情况下，无法采取这样的手段。
[0092] 关于这样的情况，优选使用两个PID控制器来确定校正电压。第一个PID控制器用于将2阶高次谐波电流的余弦分量I2c设为零，并确定要重叠的2阶高次谐波电压的余弦分量。第二个PID控制器用于将正弦分量I2s设为零，确定要重叠的2阶高次谐波电压的正弦分量。如果判明余弦分量和正弦分量，则能够计算式(3)所示的2阶高次谐波的振幅V2h和相位θ2，所以之后施加与实施方式2以及3相同的校正即可。
[0093] 该方法一边检测电流和电压一边操作指令值以使高次谐波失真变小，所以在除了非对称载波信号以外还存在高次谐波失真增大的干扰原因的情况下也有效。
[0094] 实施方式6
[0095] 在实施方式2以及3中，分别说明了前馈补偿和反馈补偿，当然也能够并用前馈补偿和反馈补偿。
[0096] 图13是本发明的实施方式6的电力变换装置的结构图。在图13中，具备电流检测单元7和高次谐波电压失真校正单元6，作为高次谐波电压失真校正单元6的内容，具备高次谐波参照单元6b、高次谐波提取单元6e以及控制单元6f，进行在实施方式3中说明的前馈补偿和在实施方式5中说明的反馈补偿这两者。即，如在实施方式3中说明的那样，根据指令信号，将这两种控制系统组合起来使用，从而能够更加可靠地进行指令信号的校正，所以能够更有效地降低高次谐波。
[0097] 实施方式7
[0098] 图14是示出本发明的实施方式7的电力变换装置的结构的图。
[0099] 在该实施方式7中使用电力变换装置，进而进行单分路(one shunt)电流检测，该电力变换装置进行在上述实施方式1至6中说明的使用非对称载波信号的脉冲宽度调制。因此，多相电力变换电路31是能够双向供给直流电力和多相交流电力的DC-AC变换器，具备检测在直流母线侧流过的直流母线电流的直流母线电流检测单元7b以及根据DC-AC变换器的开关模式和上述直流母线电流复原流向多相交流侧的多相交流电流的相电流复原部8。
[0100] 即，如图14所示，在第一电压指令制成单元9中，根据另行供给的电流指令以及频率指令制成第一电压指令。该第一电压指令在高次谐波电压失真校正单元6中被校正由高次谐波引起的电压失真量，设定校正后的第一电压指令。
[0101] 另一方面，在第二电压指令制成单元10中，输出确保用于复原多相交流电流所需的电流检测等待时间的第二电压指令。
[0102] 而且，构成为在交替地输出校正后的第一电压指令以及为了可靠地复原电流而准备的第二电压指令时，在非对称载波信号的信号增加期间与信号减少期间中的较长的一方的期间输出第一电压指令，在较短的一方的期间输出确保复原多相交流电流所需的电流检测等待时间的第二电压指令。
[0103] 控制供给到负载的电力是上述第一电压指令的作用，逆变器的最终的输出电压由考虑了第一电压指令与第二电压指令这两者的时间平均来确定。在大多情况下，第一电压指令与第二电压指令的矢量的方向不一致，所以，输出上述第二电压指令的期间越长，则逆变器能够输出的最大电压越减少。
[0104] 在该实施方式7中，通过使用非对称载波信号，从而尽量使第二电压指令的输出期间变短，提高电源电压的利用率。
[0105] 在该实施方式7中，将多相马达1b设为负载，为了将该多相马达1b驱动为期望的状态，利用栅极驱动器电路3c控制多相电力变换电路31的开关动作，并且根据由直流母线电流检测单元7b检测到的直流母线电流和多相电力变换电路31的栅极信号复原流到多相马达1b的相电流。通过相电流复原部8进行相电流的复原。
[0106] 第一电压指令是用于将多相马达1b的相电流的振幅以及频率控制成期望的值的指令信号，在第一电压指令制成单元9中根据电流指令以及频率指令确定第一电压指令。该确定例如能够通过矢量控制那样的一般的电流控制法来确定。该第一电压指令由高次谐波电压失真校正单元6校正，生成校正后的第一电压指令。然后，在电压指令选择单元11中，选择将校正后的第一电压指令与第二电压指令中的哪个电压指令发送给比较单元5。
[0107] 当将校正后的第一电压指令送到比较单元5时，利用来自非对称载波信号发生单元4的非对称载波信号确定栅极信号，多相电力变换电路31进行动作，对多相马达1b供给电力而驱动。
[0108] 当将第二电压指令送到比较单元5时，从比较单元5对多相电力变换电路31和相电流复原部8发出检测直流母线电流的指令。
[0109] 接下来，说明该实施方式7中的相电流复原的基本构造。
[0110] 电压型三相逆变器的上下开关基本上互补地动作。即，多相电力变换电路31的上侧的开关接通时下侧的开关断开，下侧的开关接通时上侧的开关断开。另外，电压型三相逆变器的电流路径由栅极信号确定，例如，在u相上侧的栅极信号接通、v相上侧以及w相上侧的栅极信号断开的情况下，逆变器输出V1这样的电压矢量，流到逆变器的直流母线部的电流与三相马达的u相电流相等。因此，在输出电压矢量V1时，如果检测出直流母线电流，则能够得到u相电流的值。另外，在u相上侧以及v相上侧的栅极信号接通、w相上侧的栅极信号断开的情况下，逆变器输出V2这样的电压矢量，流到逆变器的直流母线部的电流与三相马达的w相电流相等。
[0111] 因此，如果在输出电压矢量V2时检测出直流母线电流，则能够得到w相电流的值。在电压型三相逆变器中开关的状态的组合存在8种，但通过其中的6种组合能够检测任意相的电流。无法检测相电流的开关的组合是u相上侧、v相上侧、w相上侧的栅极信号全部相同的组合，有上侧开关全部断开的情况和全部接通的情况这2种。此时输出的电压矢量分别被称为V0、V7，在输出V0或者V7的情况下，流到马达的相电流在马达内回流，所以基本上电流不流到逆变器的直流母线部。而且，如果能够复原2相的相电流，则另一相的电流能够根据基尔霍夫的电流法则来计算。利用这一点，如果定时良好地检测到直流母线电流，则能够利用单一电流传感器检测流到马达的三相的相电流的全部。
[0112] 图15是说明本发明的实施方式7的相电流复原方法的原理的说明图。在该实施方式中，一边适当选择对用于电流控制的第一电压指令实施高次谐波电压失真校正而得到的校正后的第一电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*与适合于电流检测的第二电压指令Vu2*、Vv2*、Vw2*，一边进行控制。
[0113] 在图15中，非对称载波信号的信号减少期间比信号增加期间短，所以在信号减少期间输出第二电压指令Vu2*、Vv2*、Vw2*，在信号增加期间输出第一电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*。
[0114] 在信号增加期间比信号减少期间短的情况下，在信号增加期间输出第二电压指令Vu2*、Vv2*、Vw2*，在信号减少期间输出第一电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*。
[0115] 在图15中，逆变器的电压矢量按V1、V2、V7、V2、V1的顺序变化。为了复原三相电流，需要在规定的期间持续输出V0和V7以外的电压矢量。在这里，将电流检测所需的等待时间设为Tw。此外，关于将Tw设定为何种程度的长度即可，能够根据直流母线电流的波形来判断。
[0116] 校正后的第一电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*根据电流控制的情况而大致确定。在图15中，在将信号增加期间中的V1的输出期间设为t1、将V2的输出期间设为t2的情况下，t1与t2这两者不一定大于等待时间Tw，所以，通过适当地设定第二电压指令Vu2*、Vv2*、Vw2*和非对称载波信号，从而使电压矢量在等待时间Tw的期间固定。
[0117] 在图15的信号减少期间，首先将电压矢量固定于V1，在经过了电流检测所需的等待时间之后，检测直流母线电流。如上所述，在输出V1时，直流母线电流与u相电流iu相等。在第一次直流母线电流检测结束之后，使电压矢量向V2变化，在该状态下等待经过电流检测所需的等待时间。在经过等待时间后，再次检测直流母线电流。输出V2时的直流母线电流与w相电流iw相等。如果知道u相电流iu和w相电流iw，则能够通过基尔霍夫的电流法则(iu+iv+iw＝0)求出v相电流iv。
[0118] 如上所述，通过一般的控制法求出第一电压指令，关于高次谐波失真的校正，能够利用直至实施方式6为止说明的方法来进行。
[0119] 在该实施方式中，重要的是如何设定第二电压指令。
[0120] 如上所述，逆变器的最终的输出电压由考虑了第一电压指令和第二电压指令这两者的时间平均来确定。如果将第二电压指令设为平均值为零的高频电压信号，则输出电压大体与第一电压指令相等，但在这样的情况下产生2个缺点。一个是能够输出的最大电压下降输出第二电压指令的期间的量。另一个是由于施加高频电压，有可能产生转矩脉动、振动和噪声这样的问题。为了避免这样的缺点，在该实施方式中，不拘泥于第二电压指令的平均值为零，以如下方式确定第二电压指令。
[0121] 首先，调查第一电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*的大小关系。然后，第二电压指令按第一电压指令从大到小的相的顺序，设定为载波信号的最大值、载波信号的中间值、载波信号的最小值。例如，在图15的情况下，第一电压指令最大的是u相，第二大的是v相，最小的是w相，所以第二u相电压指令Vu2*设为载波信号的最大值，第二v电压指令Vv2*设为载波信号的中间值，第二w相电压指令Vw2*设为载波信号的最小值。
[0122] 如果这样确定第二电压指令，则第一电压指令与第二电压指令的矢量的相位差变小。由此，将基于第二电压指令的最大电压的降低抑制得较小，所以能够有效地利用电源电压。由于也并非施加高频电压，所以也不易产生转矩脉动、振动和噪声这样的问题。
[0123] 在该方法中，第二电压指令的平均值不是零，所以在第一电压指令与最终的输出电压之间产生少许误差，但容易校正该误差。计算该误差，并反向地加到第一电压指令即可。此外，针对每个相计算第二电压指令Vu2*、Vv2*、Vw2*与第一电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*之差，乘以载波信号一周期内的输出第一电压指令的时间，并除以输出第二电压指令的时间，从而能够求出该误差。
[0124] 另外，如果积极利用非对称载波信号来使输出第二电压指令的时间比输出校正后的第一电压指令的时间相对地缩短，则误差自身变小，所以根据情况而不需要误差校正。
[0125] 接下来，说明非对称载波信号的确定方法。首先，根据逆变器散热的观点来确定载波信号的频率fc。通过Tc＝1/fc求出载波信号的周期Tc。优选将信号增加期间与信号减少期间中的较短的一方的期间设定为与2Tw相同或者比2Tw稍长的值。在图15中，将信号减少期间设定为大致2Tw，将信号增加期间设定为大致Tc-2Tw。
[0126] 在该实施方式中说明的第二电压指令与非对称载波信号的设定法是为了可靠并且简单地进行相电流复原、并且将电流检测定时的偏移和控制延迟设为最小限度而进行的。
[0127] 设为从载波信号变成最大值的瞬间起开始控制，以大致最短的定时检测2阶的直流母线电流，复原三相电流。电压指令的更新通常在载波信号的顶点进行，所以，需要在接下来载波信号变成最大的定时之前结束控制运算，但如果这样在最短的定时复原三相电流，则容易确保进行控制运算的时间。因此，能够不使用前一采样的电流而进行控制，所以相应地，不增加控制延迟而完成。另外，尽量能够也将电流检测定时的偏移抑制得小，所以，能够将电流复原误差也抑制得小。进一步地，如上所述，缩短第二电压指令Vu2*、Vv2*、Vw2*的输出时间，这对于逆变器的电压利用率改善也有效果，除此之外，本实施例中的第二电压指令的平均值不是零，所以能够输出更大的电压。由此，能够改善多相马达的转速-转矩特性。
[0128] 因此，认为在该情形中最好载波信号的信号增加期间与信号减少期间的长度存在差异。然而，如果使用非对称载波信号，则在马达的频率与载波信号的频率接近时，低阶高次谐波显著出现。信号增加期间与信号减少期间的长度越存在差异，则低阶高次谐波的问题越严重。
[0129] 另外，本发明容易由一般的计算机进行安装。本发明能够与利用非对称载波信号的单分路电流复原技术并用，通过廉价的装置结构来提供振动和噪声小的马达驱动系统。另外，即使不提高载波信号的频率，也能够抑制由非对称三角波引起的高次谐波，所以能够降低开关损失，使散热构件小型化。
[0130] 此外，在实施方式7中，将多相马达1b设为三相马达，并将多相电力变换电路31设为电压型三相逆变器来进行了说明，但关于四相以上的马达或电力变换电路也一样，没有问题。另外，在图14中，高次谐波电压失真校正单元6仅对第一电压指令进行了校正，但也可以除第一电压指令之外，对第二电压指令也同样地进行校正。
[0131] 另外，本发明能够在其发明范围内将实施方式自由地组合，或者将实施方式的任意结构要素适当地变更或者省略。
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