本発明は、充電制御方法および充電制御装置に関する。

特許文献1では、車載のバッテリを外部電源から供給される交流電力により充電可能な電動車両において、モータ駆動用のインバータが備えるスイッチング素子を上記交流電力の充電用スイッチング素子として兼用する充電装置が開示されている。この充電装置は、充電時にスイッチング素子を動作させる際に発生するノイズの影響が外部電源に及ぶことを抑制するためのフィルタ等を備えている。

特許第5874990号公報

ところで、上記のようなノイズを抑制するフィルタ等は、一般的に抑制対象のノイズの周波数が低いほど大型化、高コスト化する。また、スイッチング素子の動作に応じて発生するノイズの周波数は、当該素子のスイッチング周波数に依存する。

このため、例えば充電時にモータ駆動時よりも低いスイッチング周波数でスイッチング素子を動作させる場合には、当該スイッチング周波数に依存して発生するノイズの周波数に対応して、上記フィルタ等が大型化、高コスト化してしまうという問題がある。

本発明は、モータ駆動用のインバータが備えるスイッチング素子を交流電力の充電用スイッチング素子として兼用する場合において、充電時にスイッチング素子を動作させる際に発生するノイズの影響を抑制するためのフィルタが大型化、高コスト化することを回避することができる技術を提供することを目的とする。

本発明による充電制御方法は、バッテリと、モータと、バッテリの直流電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータとを備える車両において、外部電源端子をさらに備え、インバータが当該外部電源端子に供給される交流電力を直流電力に変換してバッテリに供給する充電制御方法である。この充電制御方法は、モータを駆動する時には、モータとインバータとを接続してインバータのスイッチング素子が所定のスイッチング周波数で動作するように制御する。そして、バッテリを充電する時には、モータとインバータとの接続を遮断するとともにインバータと外部電源端子とを接続してインバータのスイッチング素子がモータを駆動する時よりも高いスイッチング周波数で動作するように制御する。

本発明によれば、充電時におけるインバータのスイッチング素子がモータ駆動時よりも高いスイッチング周波数で動作するように制御するので、モータ駆動用のインバータが備えるスイッチング素子を交流電力の充電用スイッチング素子として兼用する場合において、充電時にスイッチング素子を動作させる際に発生するノイズの影響を抑制するためのフィルタが大型化、高コスト化することを回避することができる。

図1は、一実施形態のモータ制御システムの構成を示す概略構成図である。

図2は、一実施形態の充電制御方法を説明するタイミングチャートである。

図3は、一実施形態のスイッチング素子(パワー半導体素子)の静特性を示す図である。

図4は、変形例1のモータ制御システムの構成を示す概略構成図である。

図5は、変形例2のモータ制御システムの構成を示す概略構成図である。

[一実施形態] 図1は、本発明の一実施形態に係る充電制御装置21が適用されるモータ制御システム100の構成例を示す制御ブロック図である。

モータ制御システム100は、充電制御装置21(以下、単に「充電装置21」と称する)を備え、バッテリ1を電力源としてモータ3を駆動するとともに、外部の交流電源19から供給される電力を用いてバッテリ1を充電することができるシステムである。モータ制御システム100は、例えば、ハイブリッド車両や電気自動車などに適用される。

図示のように、本実施形態のモータ制御システム100は、主として、バッテリ1と、インバータ2と、モータ3と、平滑コンデンサ6と、リレー7、14、16と、リアクトル15と、EMIフィルタ17と、フィルタコンデンサ18と、DCDCコンバータ20と、駆動回路10と、制御回路11と、車両コントローラ12と、を備えて構成される。

バッテリ1は、高電圧バッテリであって、インバータ2を介してモータ3に電力を供給する電源として機能する。換言すれば、バッテリ1は、インバータ2に直流電源を供給する直流電源として機能する。

インバータ2は、後述する制御回路11で生成されるスイッチング信号(PWM信号)に応じて、バッテリ1からの直流電力を3相交流電力に変換してモータ3に供給する。また、インバータ2は、制御回路11で生成されるスイッチング信号に応じて、交流電源19からの単相交流電力を直流電力に変換してバッテリ1に供給する。インバータ2は、直流電力と交流電力の間の電力変換を行うためのパワーモジュール13により構成される。なお、インバータ2のバッテリ1側には、当該インバータ2の出力或いは入力電圧を平滑化する平滑コンデンサ6が配置される。

各相(U相、V相、W相)のパワーモジュール13は、上アームの3相のパワー半導体素子(スイッチング素子)Tr1、Tr3、Tr5と、下アームの3相のパワー半導体素子Tr2、Tr4、Tr6と、を備える。なお、各パワー半導体素子Tr1〜Tr6は、例えば、ゲートにSi(シリコン)−MOSFETを組み込んだIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)により構成されるが、他にも、バイポーラトランジスタ、MOSFET、及びGTO(Gate Turn-Off thyristor)などを用いてもよい。また、各パワー半導体素子Tr1〜Tr6には、逆並列にダイオードD1〜D6が接続されている。そして、パワー半導体素子Tr1〜Tr6は、駆動回路10が後述する制御回路11からスイッチング信号としてのPWM(Pulse Wide Modulation)信号を受信すると、駆動回路10によって当該PWM信号に応じたディーティー比で開閉される。すなわち、パワーモジュール13は、制御回路11によるPWM信号に基づいたスイッチング制御に従って制御される。

これにより、インバータ2は、モータ3にトルク指令値T*に応じたモータ駆動力を発生させるとともに、交流電源19からの単相交流電力を所望のスイッチング周波数で直流電力に変換して、バッテリ1に供給することができる。本実施形態にかかるインバータ2の動作に関する詳細は図2等を参照して後述する。

リレー14は、インバータ2とモータ3とを結線する3相(U相、V相、W相)のラインのそれぞれに設けられ、インバータ2とモータ3との間を導通させる状態(オン状態)、および、これらを電気的に遮断する状態(オフ状態)が切り替わるように開閉する。なお、本実施形態のリレー14は、3相全てのそれぞれ設けられているがこれに限られない。リレー14は、後述する充電モード時にモータ3にトルクを発生させないために設けられるので、インバータ2から出力される電流がモータ3を介して再びインバータ2に戻るような電流経路(電流パス)が形成されないことを前提に任意の2相に設けられる構成であってもよい。

リレー16は、インバータ2と交流電源19とを結線する3相の内の任意の2相(本実施形態ではV相、W相)のラインにそれぞれ設けられ、インバータと交流電源19との間を導通させる状態(オン状態)、および、これらを電気的に遮断する状態(オフ状態)が切り替わるように開閉する。

すなわち、リレー14、16のオン/オフを切り替えることにより、モータ制御システム100の動作モードとして、インバータ2が出力する三相交流電力をモータ3に供給するモータ駆動モード(リレー14:オン、リレー16:オフ)と、交流電源19が出力する単相交流電力をインバータ2に出力する充電モード(リレー14:オフ、リレー16:オン)とを切替えることができる。なお、本実施形態のリレー14、16の開閉は、車両コントローラ12からのリレー駆動信号によって制御可能に構成される。

さらに、リレー7は、車両コントローラ12からのリレー駆動信号に応じて、バッテリ1とインバータ2との間を導通させる状態(オン状態)、及びこれらの間を電気的に遮断する状態(オフ状態)が切り替わるように開閉する。特に、リレー7は、充電モード時に車両コントローラ12からのオフ指令信号を受けると、バッテリ1とインバータ2との間を電気的に遮断するように開放する。

DCDCコンバータ20は、インバータ2からの直流電力を整流して、バッテリ1に供給する。より具体的には、DCDCコンバータ20は、リレー7がオフ状態となる充電モード時において、インバータ2からの直流電力(例えば400V)をバッテリ1を充電するのに適した電圧(例えば300V)に降圧して、バッテリ1に供給する。なお、本実施形態のDCDCコンバータ20は非絶縁型であって、入力側と出力側が固定された片方向タイプを採用するものとするが、これに限られない。例えば、絶縁型であって、入力側と出力側を入れ替え可能な双方向タイプのDCDCコンバータ20を採用してもよい。この場合は、例えば、モータ3を駆動していない状態において、換言すればモータ駆動モードが選択されていない場合において、バッテリ1の電力を、よりノイズが抑制された状態で交流電源19に回生させることもできる。

リアクトル15、フィルタコンデンサ18、EMIフィルタ(Electro Magnetic Interference filter;電磁障害除去フィルタ)17は、上述の充電モードにおいて、特にインバータ2が有するスイッチング素子がスイッチングすることに起因して発生するノイズの影響が交流電源19に及ぶことを抑制するために設けられる。換言すれば、本実施形態の充電装置21は、インバータ2で発生するノイズを除去するために、インバータ2と商用電源19との間において、リアクトル15およびフィルタコンデンサ18で構成されるいわゆるL−Cフィルタと、EMIフィルタ17とからなるノイズ除去回路を備える。より詳細には、本実施形態の充電装置21は、リレー16の後段おいて、W相のラインに設けられたリアクトル15、W相とV相とのライン間に設けられたフィルタコンデンサ18、及び、W相のラインとV相のラインとに挿入されたEMIフィルタ17が、リレー16側から順に配置されて構成されたノイズ除去回路を備えている。

車両コントローラ12は、モータ駆動モードでは、リレー14、16にオン/オフを指令するリレー駆動信号(リレー14:オン、リレー16:オフとするオン/オフ指令信号)を送信するとともに、ドライバによるアクセルペダルの操作量(アクセル操作量)に応じたトルク指令値T*を制御回路11に出力する。

また、車両コントローラ12は、充電モードでは、リレー14、16にオン/オフを指令するリレー駆動信号(リレー14:オフ、リレー16:オンとするオン/オフ指令信号)を送信するとともに、交流電源19の交流電力をバッテリ1に供給するための直流電力に変換するようにインバータ2を制御するトリガとなる充電指令を制御回路11に出力する。

制御回路11は、インバータ2が備えるパワー半導体素子Tr1〜Tr6の駆動を制御する制御回路である。本実施形態の制御回路11の構成は、CPU等の各種演算・制御装置、ROM及びRAM等の各種記憶装置、並びに入出力インターフェース等を備える1又は2以上のコントローラにより実現される。

制御回路11は、リレー14がオン状態(閉状態)で、且つリレー16がオフ状態(開状態)であるモータ駆動モード時には、レゾルバ4等の回転位置検出器から取得されるモータ3の回転子位置、電流センサ5から取得されるインバータ2の出力電流、駆動回路10から取得されるインバータ2のバッテリ1側(入力側)の直流電圧値(インバータ電圧)、および、車両コントローラ12からのトルク指令値T*に基づいて、公知のいわゆる電流フィードバック制御(電流制御系)により、モータ3に所望のトルクを出力させるためのスイッチング信号(PWM信号)を生成する。

また、制御回路11は、リレー14がオフ状態(開状態)で、且つリレー16がオン状態(閉状態)である充電モード時には、駆動回路10から取得されるインバータ2のバッテリ1側(出力側)の直流電圧値(インバータ電圧)、電流センサ5から取得されるインバータ2への入力電流、および、交流電源19から入力される交流電源の電圧値に基づいて、バッテリ1へ供給する電圧およびインバータ2への入力電流を所望の値に制御するためのスイッチング信号(PWM信号)を生成する。この際、制御回路11は、交流電力から入力される電力(皮相電力)に対するインバータ2への入力電力(有効電力)の入力力率が1、すなわちインバータ2への入力電流が正弦波となるように上記のPWM信号を制御することが好ましい。これにより、交流電源19からの電力を効率よく取りだしてバッテリ1へ供給できるとともに、無効電力に起因する高調波成分が生成されることを抑制することができる。インバータ2がこのように制御されることで、充電モード時において、交流電源19側へ上記高調波成分に起因するノイズが伝搬されることを抑制することができる。

駆動回路10は、制御回路11からのPWM信号に応じてインバータ2が備えるパワーモジュール13を駆動する駆動回路である。駆動回路10は、インバータ電圧検出部と、パワーモジュール13が有するパワー半導体素子Tr1〜Tr6を駆動するための一般的な回路(ゲートドライブ回路)と、ゲートドライブ回路を介してパワー半導体素子Tr1〜Tr6のゲートに電圧を印加するための電源とを含んで構成される。なお、インバータ電圧検出部が検出した直流電圧(インバータ電圧)は、制御回路11に送信される。

なお、本実施形態の充電装置21は、インバータ2と、駆動回路10と、制御回路11と、リレー14、16と、リアクトル15と、フィルタコンデンサ18と、EMIフィルタ17と、外部電源端子22とを主に含んで構成される。

外部電源端子22は、充電装置21と、充電装置21の外部に存在する交流電源19とを電気的に接続するために構成される。

そして、外部電源端子22に接続される外部電源としての交流電源19は、上述のとおり、充電装置21の外部に配置された単相交流電源であって、例えば一般的な商用電源である。

以上のとおり、本実施形態のモータ制御システム100は、バッテリ1を電力源としてモータ3を駆動するモータ駆動モードと、外部の交流電源19を電力源としてバッテリ1を充電する充電モードとの双方を実現可能に構成される。換言すれば、本実施形態の充電装置21は、モータ制御システム100において、モータ3を駆動するために構成されるインバータ2を共有して、外部の交流電源19から得る交流電力を直流電力に変換してバッテリ1を充電可能に構成される。

続いて、図2を参照して、各動作モード(モータ駆動モード、充電モード)時における充電制御装置21の動作について説明する。充電制御装置21が備える車両コントローラ12および制御回路11は、以下のように動作するようにプログラムされている。

図2は、各動作モード時における充電制御装置21の動作を説明するための図である。横軸は時間を表し、縦軸は上から順に、動作モード、リレー14(モータ3−インバータ2間)の開閉状態、リレー16(インバータ2−外部電源端子22間)の開閉状態、および、インバータ2のスイッチング周波数を示している。

まず、モータ駆動モード時の動作について説明する。リレー14が閉(オン)状態で且つリレー16が開(オフ)状態となることによりモータ3とインバータ2との間が導通すると、モータ駆動モードが開始される(図2中の「運転開始」を参照)。モータ駆動モードでは、トルク指令値T*に応じて、レゾルバ4が取得するモータ3の回転子位置と電流センサ5が取得するインバータ2の出力電流とをフィードバックして所望のトルクを出力するようにモータ3の駆動を制御する。この際、インバータ2が備えるパワーモジュール13のスイッチング周波数は、モータ3に所望のトルクを発生させつつも、モータ3やインバータ2の損失増加を抑制する観点から、一般的に数kHz〜10kHz程度で動作するように制御される(本実施形態では図示する通り10kHzで制御されるものとする)。

次に、充電モード時の動作について説明する。制御回路11に充電指令が入力され、リレー14が開(オフ)状態で且つリレー16が閉(オン)状態となることによりインバータ2と交流電源19との間が導通すると、充電モードが開始される(図2中の「充電開始」を参照)。

ここで、充電モード時においても、インバータ2をモータ駆動モード時と同様のスイッチング周波数で駆動すると次のような問題が生じる。すなわち、充電装置21が有するノイズ除去回路を構成するフィルタ等(リアクトル15、フィルタコンデンサ18、及び、EMIフィルタ17)は、除去(抑制)する対象の周波数が小さいほどサイズが大きいものになる。また、該ノイズ除去回路が抑制する対象のノイズ周波数は、原則としてインバータ2のスイッチング周波数に対応する。したがって、インバータ2をモータ駆動モード時と同様の10kHz程度のスイッチング周波数で駆動すると、ノイズ除去回路を構成するフィルタ等に要求されるサイズが大きくなってしまう。

すなわち、モータ制御システム100においてモータ駆動モードと充電モードの双方を実現する充電装置21を構成するに際して、インバータ2と平滑コンデンサ6とから構成される力率改善回路(PFC回路)を単純に共有化するだけでは、ノイズ除去回路の構成部品のサイズとコストとが大きくなってしまう。またさらに、ノイズ除去回路の構成部品のサイズが大きくなると、これら部品の温度上昇を抑制するために設けられる多数の放熱フィンが冷媒の流れを阻害するために該冷媒の圧力損失を増大させてしまうという問題も生じさせる。

そこで、本実施系形態の充電装置21では、充電モード中におけるインバータ2のスイッチング周波数をモータ駆動モード時よりも高い周波数に設定する。図2では、ノイズ除去回路の構成部材のサイズとコストとを許容できる大きさに抑制できるスイッチング周波数として、スイッチング周波数が60kHzに設定された例を示している。なお、スイッチング周波数の上限はパワー半導体の特性に応じて設定され、例えば100kHz等であってもよい。これにより、モータ駆動モードと充電モードの双方を実現する充電装置21を構成する場合において、ノイズ除去回路の構成部品のサイズとコストとが増大することを抑制することができる。

なお、充電モード中にスイッチング周波数を高めることを考慮して、パワー半導体素子Tr1〜Tr6を上述のIGBTやMOSFET(Si−MOSFET)よりも高い周波数でスイッチングすることが可能な半導体素子で構成してもよい。具体的には、パワー半導体素子Tr1〜Tr6を、例えば、SiC(シリコンカーバイド)やGaN(ガリウムナイトライド)等を用いたパワー半導体素子(例えばSiC−MOSFET等)を用いて構成してもよい。

なお、上述のとおり、充電モード中のスイッチング周波数をモータ駆動モード時よりも高めた場合であっても、交流電源19からの交流電力を直流電力に変換する際の損失を低く抑えることが可能である。その理由について図3を用いて説明する。

図3は、本実施形態のインバータ2が備えるパワー半導体素子Tr1からTr6の半導体特性(静特性)の一例を示す図である。横軸は電圧(コレクタ・エミッタ間電圧Vce)を示し、縦軸は電流(コレクタ電流Ic)を示している。また、インバータ2で生じる損失は、流れる電流に電圧を乗じることにより算出される。すなわち、モータ駆動時に生じる損失は、モータ駆動時の最大電流に、対応する電圧(Vce(sat)2)を乗じることにより算出することができる。同様に、充電時に生じる損失は、充電時の最大電流に、対応する電圧(Vce(sat)1)を乗じることにより算出することができる。

図示するとおり、充電時の損失は、モータ駆動時の損失よりも小さいことが分かる。ここで、モータ制御システム100の設計において、インバータ2が備えるパワー半導体素子Tr1〜Tr6はインバータ2への入出力電流の最大値を考慮して選定される。すなわち、本実施形態のパワー半導体素子Tr1〜Tr6は、モータ駆動時に要する入出力電流を考慮して選定されるので、充電時における動作点はその能力に対して十分に余裕があることになる。したがって、充電モードにおいてスイッチング周波数を上記のように高めても、パワー半導体素子Tr1〜Tr6の能力的には十分に余裕があるため、損失を増大させることなく、交流電源19からの交流電力を直流電力に変換することができる。

以上、一実施形態の充電制御装置21が行う充電制御方法は、バッテリ1と、モータ3と、バッテリ1の直流電力を交流電力に変換してモータ3に供給するインバータ2とを備える車両において、外部電源端子22をさらに備え、当該外部電源端子22に接続される外部電源(交流電源19)からの交流電力をインバータ2を用いて直流電力に変換してバッテリ1に供給する充電制御方法である。この充電制御方法は、モータ3を駆動する時には、モータ3とインバータ2とを接続してインバータ2のスイッチング素子(パワー半導体素子Tr1〜Tr6)が所定のスイッチング周波数で動作するように制御する。そして、バッテリ1を充電する時には、モータ3とインバータ2との接続を遮断するとともにインバータ2と外部電源端子22とを接続してインバータ2のスイッチング素子(Tr1〜Tr6)がモータ3を駆動する時よりも高いスイッチング周波数で動作するように制御する。

これにより、モータ3を駆動するインバータ2が備えるスイッチング素子(Tr1〜Tr6)を充電モードにおいてバッテリ1を充電する際に用いるスイッチング素子として兼用する場合において、充電モード時にスイッチング素子(Tr1〜Tr6)を動作させる際に発生するノイズの影響を抑制するためのフィルタ等が大型化、高コスト化することを回避することができる。

また、一実施形態の充電制御装置21によれば、スイッチング素子(パワー半導体素子Tr1〜Tr6)をIGBTよりも高い周波数でスイッチング可能な半導体素子(例えばSiC−MOSFET等)で構成してもよい。これにより、より高いスイッチング周波数で駆動可能な充電制御装置21を設計することができる。

[第1変形例] 以下では、上記実施形態の変形例としての第1変形例のモータ制御システム200について説明する。本変形例のモータ制御システム200は、外部電源としての三相の交流電源19から供給される電力を用いてバッテリ1を充電可能に構成される点が上記実施形態と異なっている。以下、図4を参照して、上記実施形態との相違点を中心に説明する。

上記の通り、本変形例ではバッテリ1を充電するための電力を外部の三相(U相、V相、W相)の交流電源19から供給する。従って、インバータ2と交流電源19とは三相のラインで結線される。

このため、本実施形態のリレー16は、インバータ2と交流電源19とを結線する3相のラインにそれぞれ設けられ、インバータと交流電源19との間を導通させる状態(オン状態)、および、これらを電気的に遮断する状態(オフ状態)が切り替わるように開閉する。

一方、リレー14は、図面上は3相のラインそれぞれに設けられているが、上記実施形態と同様に、インバータ2から出力される電流がモータ3を介して再びインバータ2に戻るような電流経路(電流パス)が形成されないことを前提に任意の2相に設けられてもよい。

また、本変形例のノイズ除去回路は、外部の三相の交流電源19に対応するように構成される。具体的には、本実施形態のリアクトル15は、リレー16の後段において、U相、V相、W相のそれぞれのラインに設けられる。また、フィルタコンデンサ18は、U相とV相とのライン間、V相とW相とのライン間、および、U相とW相とのライン間にそれぞれ設けられる。そして、EMIフィルタ17は、U相、V相、W相の全てのラインに挿入される。

このような構成においても、上述の実施形態と同様に、充電モード中のスイッチング周波数を大きくすることによりノイズ除去回路の構成部品のサイズとコストとが増大することを抑制することができる。

[第2変形例] 以下では、上記実施形態の変形例としての第2変形例のモータ制御システム300について説明する。以下、図5を参照して、上記実施形態との相違点を中心に説明する。

本変形例にかかるモータ制御システム300は、上記実施形態に備わるDCDCコンバータ20に替えて、パワーモジュール13とリアクトル23とで構成された双方向の非絶縁型DCDCコンバータを備えている。このような構成とすることにより、特にバッテリ1とインバータ2との間の回路構成をよりシンプルに小型化することができ、コストを低減することができる。なお、リレー7は、例えばモータ駆動モードにおいて、バッテリ1の充電量が所定の基準値より低下した電欠状態となる等、バッテリ1が正常でないと判断された場合に、車両コントローラ12からのリレー駆動信号によりバッテリ1とパワーモジュール13との間を電気的に遮断することが可能なように構成される。

このような構成によっても、上述の実施形態と同様に、充電モード中のスイッチング周波数を大きくすることによりノイズ除去回路の構成部品のサイズとコストとが増大することを抑制することができる。なお、パワーモジュール13を含んで構成された双方向の非絶縁型DCDCコンバータは、モータ駆動モード時には昇圧コンバータとして機能することもできる。

以上、本発明の実施形態、及びその変形例について説明したが、上記実施形態及び変形例は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。また、上記実施形態、及びその変形例は、適宜組み合わせ可能である。

例えば、第2変形例のモータ制御システム300にかかるノイズ除去回路は外部の3相交流電源に対応した構成であるが、一実施形態のように外部の単相交流電源に対応した構成であってもよい。

また、モータ制御システム100〜300の構成は、上述した上記課題に対応する作用効果を奏する限り図1、4、および5に表されたものに限定されない。例えば、リレー14、16の開閉を車両コントローラ12が制御する必要は必ずしもなく、制御回路11が制御するように構成してもよい。また、制御回路11と車両コントローラ12とは必ずしも別個に構成される必要はなく、統合された一つのコントローラで実現されても良い。

1…バッテリ 2…インバータ 3…モータ 11…制御回路(コントローラ) 12…車両コントローラ(コントローラ) 14、16…リレー(接続切替部) Tr1〜Tr6…パワー半導体素子(スイッチング素子) 22…外部電源端子