一种基于多比特△—Σ调制的数字扬声器系统实现方法和装置 |
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| 申请号 | CN201310636558.4 | 申请日 | 2013-12-02 | 公开(公告)号 | CN103701465A | 公开(公告)日 | 2014-04-02 |
| 申请人 | 苏州上声电子有限公司; | 发明人 | 马登永; 杨军; 周建明; 柴国强; 蔡野锋; 沐永生; | ||||
| 摘要 | 本 发明 公开了一种基于多比特Δ-∑调制的数字扬声器系统实现方法和装置。该方法包括：1）数字输入格式转换；2）过 采样 插值滤波；3）多比特Δ-∑调制；4） 温度 计编码；5）多通道失配整形；6）编码格式转换；7）多通道数字功放；8）驱动扬声器阵列或多音圈扬声器单元发声。该装置包括：一数字输入 接口 、一 过采样 插值 滤波器 、一多比特Δ-∑ 调制器 、一 温度计 编码器 、一多通道失配整形器、一编码格式转换器、一多通道数字功放、一扬声器阵列或者多音圈扬声器单元；各部分依次顺序连接。本发明能够实现低压供电下的大功率输出，节省 电能 消耗，实现多通道重放系统的单芯片集成，减少了系统体积重量和实现成本，提高了重放声品质。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种基于多比特△一∑调制的数字扬声器系统实现方法，依次包括如下步骤： |
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| 说明书全文 | 一种基于多比特△—∑调制的数字扬声器系统实现方法和装置 技术领域背景技术[0002] 随着超大规模集成电路制造技术的迅速发展，电声产品的集成化与数字化趋势也越来越明显，作为电声产业的主导产品——扬声器系统的设计与制造也逐渐向低功耗、微型化、便携式的方向发展。回顾扬声器系统的发展历程，可以将其划分为三个阶段：模拟化扬声器系统、半数字化扬声器系统和数字化扬声器系统。传统的模拟化扬声器系统因其电声转换效率低，功耗和发热高，体积和重量大等问题，已经不再受大众消费者的欢迎；相反，近些年来，随数字化浪潮带动下产生的半数字化扬声器系统，因其采用脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation——PWM）或Δ-∑调制（Delta-Sigma Modulation）和D类功放驱动技术，成功解决了功耗和发热问题，大幅度提升了整个系统的电声转换效率，从而可以做到小型化的水平，这促使了半数字化扬声器系统在多媒体音响、手机、mp3播放器、数码照相机和笔记本电脑等领域内得到了广泛的应用。但是，半数字化扬声器系统的后级仍然需要依靠体积庞大的LC低通模拟滤波器，以滤除数字脉冲调制信号的带外高频分量，将被调制的低频包络信号解调出来，从而完成数模转换过程。这些半数字化扬声器系统，已经将系统的数字化推进到了功率放大环节，但是在功放与扬声器单元之间通常需要依赖于电感电容组成的模拟低通滤波器完成数字到模拟的转换，从而保证扬声器单元处于模拟输入状态；另外，目前市场上多家芯片公司也有推出不带模拟低通LC滤波器的数字功放芯片，但是这些功放芯片并没有考虑将多扬声器单元或多音圈作为一个整体进行统一的数字编码处理，而且在噪声和谐波失真抑制方面的性能较低，抑制能力较为有限，同时这些功放芯片仅限于驱动几瓦量级的小口径扬声器单元，对于大功率扬声器单元的数字化驱动，仍无法摆脱模拟LC滤波器的限制。 [0003] 为了消除模拟LC滤波器的限制，突破扬声器单元的数字化瓶颈，提高扬声器系统的集成化水平，实现扬声器系统所有信号处理与传输环节的全部数字化，需要将扬声器单元纳入到数字编码环节中，真正实现扬声器单元的数字化编码，形成数字化扬声器系统，从而最终由扬声器单元及人耳自身结构的低通滤波特性，完成数字编码量到模拟振动量的转换，将数模转换环节移至电声转换的物理阶段予以实现，从而消除了传统系统中所包含的数模转换器件，避免了数模转换器所引入的各种电噪声。 [0004] 数字化扬声器系统的数模转换过程不再是依赖于传统的数模转换芯片得以实现，而是借助于扬声器单元自身在电声转换中的实际物理作用过程完成数模转换。数字化系统所使用的扬声器负载通常有两种：数字扬声器阵列（Digital Loudspeaker Array——DLA）和多音圈数字扬声器（Multiple Voice Coil Digital Loudspeaker——MVCDL），对于DLA负载情况，其数模转换过程如下：首先各 扬声器单元独立完成电声转换——将由数字编码送来的开关电信号转换为模拟声信号并独立的辐射到空气中，各扬声器单元的电声转换过程类似于低通滤波处理，其在独立完成数字编码信号滤波的过程中也对量化噪声进行了滤波处理，然后各单元所独立辐射的模拟声场在空气中完成耦合叠加，从而在保证多个单元所辐射模拟量化噪声分量对消的基础上精确地合成出模拟信源分量；对于MVCDL负载情况，其数模转换过程如下：首先各绕组接收由数字编码送来的数字电流信号的过程中，会独立发生电力转换，将数字电流信号转换为驱动各绕组的脉冲形式电磁驱动力信号；然后多个音圈在粘结作用的约束下会将自身所承受的脉冲形式的电磁驱动分力进行耦合叠加，形成用于驱动多个绕组及纸盆运动的模拟形式的电磁驱动合力，从而推动空气振动还原出模拟声场。这两种负载情况下所还原的模拟声场会通过人耳的低通滤波作用，得到进一步的改善提高。围绕着扬声器单元的数字化这一核心问题，近年来国内外多家研究机构的学者们已经开展了关于数字化编码调制、数字化功率驱动和数字化扬声器单元制作技术的较为广泛而深入的理论和实践研究，从而形成了以数字化扬声器系统设计为研究方向的全新研究领域。 [0005] 自上世纪20年代开始，国外多家研究机构的专家学者们纷纷开展关于数字扬声器系统的理论和实验研究，并取得了较为广泛的研究成果。这些研究工作主要体现在对系统所采用的数字化编码调制技术、数字化功放驱动技术和数字化扬声器制作技术这三大核心技术的创新性研究。按照所采用的数字编码体制的不同，数字扬声器系统可以划分为三类：基于PCM（Pulse Code Mouldation）编码的数字化扬声器系统、基于1比特PWM（Pulse Width Mouldation）或Δ-∑（Delta-Sigma Mouldation——DSM）编码的数字化扬声器系统、基于多比特Δ-∑编码的数字化扬声器系统。 [0006] 在1963年，C.Roberts申请了世界上第一个基于PCM编码方式的数字激振器发明专利（专利US3153229）。在1979年，Flanagan提出了面向电话和耳机应用需求的驻极体扬声器的数字化设计以及与之相关的声学低通滤波器的设计方法（文献——J.L.Flanagan.Direct digital conversion in acoustic transducers[J].J.Acoust.Soc.Am.Suppl.1,1979,66:S54.）。在1977年，日本Sony公司就通过控制各绕组单元绕线匝数按2的指数倍增长的设计方法，制作了世界上第一款数字式多音圈扬声器，并研制了与之相关的驱动装置（专利JP52121316）。在1986年，U.S.Philips公司的Nieuwendijk等人对早期Sony公司提出的多音圈扬声器的音圈绕制方法进行了改进，提出在保持各音圈绕线匝数相同的情况下，按照2的指数倍依次增加各音圈绕制导线的数量，通过多根导线并行绕制的方法制作 各音圈单元（专利US4612421）。 [0007] 这些基于PCM编码的数字扬声器系统，其设计成果主要关注于改变扬声器负载结构使之满足数字化要求——设计各振动单元辐射面积或各绕组的绕线匝数以保持2的指数倍关系，这种设计思路所存在的致命缺陷在于单纯依赖于增加振动单元面积或线圈匝数来实现数字化系统，会造成振动元件质量加重、扬声器灵敏度降低、功放驱动功率加大、电声转换效率降低；元件的加工制作难度和成本加大、扬声器的成品率降低；扬声器和功放的体积、重量较大，难于满足便携性需求。随着电子技术的飞速发展，在1997年开始，日本Sony公司的Kishigami等人（专利US5862237）和日本信州大学（Shinshu University）的Kenji等人（文献——A.Hayama and K.Furihata.Acoustic characteristics of an electrodynamic planar digital loudspeaker using noise shaping technology[J].J.Acoust.Soc.Am.,2005,117(6):3636-3644.）开始关注数字化系统的另一个实现途径——控制各振动单元（平板电极、压电片或者音圈）的功率放大电路驱动电流呈2的指数倍关系增加，从功放驱动电路的数字化角度来考虑数字扬声器的设计问题，从而弥补了扬声器单元的数字化设计缺陷。 [0008] 基于PCM编码的数字系统需要结合编码位权高低相应的进行扬声器振膜面积或音圈匝数的结构设计或者控制功放驱动电流的数值大小，以保证多个比特位所合成的模拟信号具有较好的还原质量，这明显增加了扬声器或者功放设计的复杂度，由于振膜面积、音圈匝数以及功放电流量的比例关系及数值大小很难做到精确控制，从而造成基于PCM编码的数字系统很难取得较好的声还原效果。 [0009] 基于PCM编码的数字化扬声器系统所存在的难点问题在于数字化扬声器单元的加工制作和驱动电流强度很难精确控制，由于受上述问题的制约，基于PCM编码的数字系统一直未能取得较为满意的音质水平。为了克服PCM编码在数字扬声器系统加工制作和驱动控制方面存在的缺陷与不足，近年来，许多学者开始研究采用1比特PWM或1比特Δ-∑调制技术的数字化扬声器系统，并取得了一系列突出的研究成果。 [0010] 自从1994年开始，英国1Limited公司总裁Tony Hooley博士领导的开发小组申请了一系列关于1比特PWM编码的数字化扬声器系统专利（专利WO01/23104A2和GB2373956A）。这种基于PWM技术的数字化扬声器系统的实现方法有两个缺点：①基于PWM技术的编码方式，因其调制结构本身具有固有的非线性缺陷，这会造成编码信号在期望频带内产生非线性失真分量，如果进一步采用线性化手段进行改善的话，其调制方式的实现难度和复杂度将会大幅度提 高。②鉴于硬件实现难度，PWM方式本身的过采样频率较低，一般在200KHz～400KHz的频率范围内，这会使得编码信号的信噪比因受过采样率的限制而不能得到进一步提升。 [0011] 随着新一代超宽频数字编码音源——SACD（Super Audio CD）的出现，基于PWM编码方式的数字功放已经不能满足这种数字音源所要求的2Hz～100KHz的频响平坦性。为了保证SACD的高保真重放效果，许多专家学者和工程师们开始转向研发基于1比特Δ-∑编码的数字化扬声器系统，期望通过Δ-∑调制所使用的过采样和噪声整形技术，将系统量化噪声功率推挤到带外高频区域，提升数字化系统的音质水平。日本夏普（SHARP）公司经过多年的研发积累，成功突破了1比特数字放大器的技术瓶颈，自1998年开始，陆续在多个电声消费领域广泛推出了一系列基于1比特Δ-∑编码的数字化扬声器产品。 [0012] 这些基于1比特Δ-∑编码的数字扬声器系统，仅需要一个简单的低通滤波器即可完成数模转换，硬件实现简单；系统通过高速开关速率和7阶Δ-∑调制器，将期望音频带内噪声转移到高频区域，保证了高保真的还原音质。基于1比特Δ-∑调制的数字化系统，在具有上述诸多优点的同时本身也存在着以下几个缺陷：①对时钟抖动较为敏感，容易因时钟抖动引入非线性失真；②为了保持调制结构的稳定性，允许的输入信号动态范围较小；③需要较高的开关速率，而功率型MOSFET管在驱动扬声器负载进行高速开关切换的过程中会产生较多的非线性失真成份，同时也会引起MOSFET管发热增加、温度升高和效率降低。 [0013] 为了解决1比特Δ-∑编码的数字化系统所存在的缺陷，许多学者又转向研究基于多比特Δ-∑编码的数字化系统。多比特Δ-∑调制技术在克服上述1比特Δ-∑调制缺点的同时，自身也存在着一个较为致命的缺陷——其调制结构对多个扬声器单元（或者音圈单元）频响之间的不一致性以及多个扬声器单元的空间位置分离程度具有较高的敏感度，容易因多个单元频响的不一致性或者空间位置的分离性而引入较大的编码误差。另外，数字功放电路容易受较明显的电源紊波以及较快的开关速率影响而引入较大的非线性失真。 [0014] 为了克服多比特Δ-∑调制技术所具有的偏差敏感性缺陷，自1997年开始，日本法政大学的安田彰教授和Trigence Semiconductor的冈村淳一工程师一直合作研发基于多比特Δ-∑编码的数字化系统，他们提出了基于动态失配整形的系统偏差（频响和空间位置偏差）校正方法以及基于延时调整的数字化阵列的波束导向方法，并将系统所用的Δ-∑调制和动态失配技术合并称为“Dnote”技术；他们将“Dnote”技术的实现电路封装成IC芯片——“Dnote”芯片，利用“Dnote”样片制作了多款数字化扬声器系统样机——8元压电式线阵扬声器系统、7元压 电式环形阵列系统和6音圈扬声器系统，并于2008年的数字音响视听会展出，这些系统无需功率放大器、LC滤波器，能够以1.5V的低电压驱动，并具有方向控制能力。另外，日本三菱公司三井章仁和山田信一也在2010年3月10日申请了关于Δ-∑调制数字扬声器的专利（专利号：CN102422650A）。 [0015] “Dnote”技术所申请专利CN102647191A中使用了模拟FIR滤波器和后置滤波器，这些滤波器采用开关电容滤波器(Switched Capacitor Filter)来实现，这种基于开关电容的模拟滤波器，容易受外界环境影响，会存在电压漂移、温度漂移和噪声等问题，很难做到高的稳定度和精度。 [0016] “Dnote”技 术 所 申 请 专 利 CN101803401A、CN102684700A、CN102239706A、CN102647191A和三菱公司所申请专利CN102422650A所提到的驱动电路(或开关放大器)，是按照Δ∑调制和失配整形处理后所获得的PDM（Pulse Density Modulation）编码格式的数字信号进行开关切换操作，而为了获得较高的信噪比水平，Δ∑调制和失配整形处理后的数字信号的开关切换速率往往非常高，一般都需要大于10MHz的开关切换速率，才能取得较为理想的信噪比水平，例如12.5MHz开关切换速率下，信噪比能达到100dB的水平，这一过高的开关切换速率造成了驱动电路的效率严重降低，同时过高切换速率也带来驱动电路在稍微大点的输出功率情况下就会产生不稳定性，造成驱动电路无法正常工作，为了保证高速切换情况下驱动电路的稳定性就需要严格限制驱动电路的输出功率，通常为使驱动电路满足10MHz量级的开关切换速率，需要将驱动电路的输出功率限定在1W量级才能保证驱动电路的信噪比和谐波失真达到较为理想的水平，同时驱动电路保持稳定工作。这些专利所提到的驱动电路，由于受高速开关切换速率的限制，不能实现大功率输出，仅能局限在1W量级的功率输出水平。 [0017] “Dnote”技 术 所 申 请 专 利 CN101803401A、CN102684700A、CN102239706A、CN102647191A和三菱公司所申请专利CN102422650A所提到的失配整形处理，并没有考虑到输入信号幅度与其失配整形通道数量直接的关联，并没有根据信号输入幅度对参与整形的通道数量进行优化处理，这一缺陷性会造成失配整形器全部通道都参与到整形处理工作中，会消耗更多的电能，在低功耗处理上还有进一步优化的空间。这些专利所提到的失配整形处理并没有考虑对整形器进行提高整形阶数和优化零极点所带来的信噪比提高。 [0018] 专利CN101409560A提到将从SDATA、BCLK、LRCK管脚接收的多种格式的串行音频信号，经过串并变换后，送至去加重/插值滤波器、多位∑-Δ调节器（DSM）与动态元件匹配单元（DEM）进行联合处理，从而将高分辨率（典型值是16位到24位）、低采样率（典型值是8KHz到200KHz）的输入数据转化 为低分辨率（典型值是1位到6位）、高采样频率（典型值是输入频率的32倍到128倍）的数字信号；然后再经过低通滤波器SCF将这一低分辨率、高采样频率的数字信号转化为模拟信号送至混音器，通过混音器将这一数模转换器输出的模拟音频信号与其他模拟音频信号进行混音处理，最后将混音器输出的模拟音频信号进行功率放大，驱动外部耳机或者扬声器发声。专利CN101409560A所提到的去加重/插值滤波器、多位∑-Δ调节器（DSM）与动态元件匹配单元（DEM）、低通滤波器SCF是典型的数模转换器的信号处理流程，这一工作流程并没有涉及到针对扬声器阵列的多个单元或者多音圈扬声器的多个音圈进行编码及分配处理过程，仅是用于对输入的串行音频数字信号进行数模变换处理获得模拟音频输出信号，其模拟输出信号送至功放放大后驱动扬声器单元或者耳机发声，这一功率放大至扬声器输出过程仍然属于模拟信号传输过程，其功率放大和扬声器电声转换所组成系统的集成度比较低、电声转换效率也比较低，没有考虑对扬声器阵列多个单元或者多音圈扬声器的多个音圈进行统一的数字编码处理。 [0019] 针对现有数字扬声器系统装置所存在的缺陷，并结合低功耗、小外形、数字化与集成化发展需求，因此，需要寻找性能优异、实现简单的信号调制及编解码方式，以实现性能优异的数字扬声器系统装置。 发明内容[0020] 本发明的目的是克服现有数字扬声器系统装置所存在的缺陷，并结合低功耗、小外形、数字化与集成化发展需求，提出了一种基于多比特Δ-∑调制的数字扬声器系统实现方法和装置。 [0021] 为了达到上述目的，本发明采取的技术方案如下： [0022] 一种基于多比特Δ-∑调制的数字扬声器系统实现方法，如图1所示，包括如下步骤： [0023] 1、一种基于多比特△一∑调制的数字扬声器系统实现方法，依次包括如下步骤： [0024] 1)对输入的声源文件进行数字输入格式转换，生成位宽为N、采样率为fo的PCM编码信号； [0026] 3)对所述位宽为N、采样率为fosr=OSR×fo的PCM编码信号进行多比特 △一∑调制，生成位宽为M、采样率为fosr的PCM编码信号：所述M [0027] 4)将所述位宽为M、采样率为fosr的PCM编码信号进行温度计编码，转换为采样率M为fosr，对应于2 个数字通道的数字功放和扬声器负载的一元码信号； [0028] 5)多通道失配整形，在算法实现上采用基于输入信号幅值优化的DEM整形算 法 ——ISAO-DEM（Input Signal Amplitude Optimization——Dynamic Element Mismatched）整形算法，该算法根据输入信号幅值大小，动态调整参与失配整形的通道数量，将剩余未参与整形的通道进行关闭或休眠处理，ISAO-DEM整形算法通过一定的随机排M序方法对采样率为fosr，对应于2 个数字通道的一元码信号所形成的并行编码码流的输出顺序进行调整，以随机选择输出通道； [0029] 6)将采样率为fosr，对应于2M个数字通道的一元码信号进行编码格式转换，转换为M采样率为fdsr=fosr/DSR，对应于2 个通道的1比特PWM编码数据流；所述DSR>1； [0030] 7)对所述采样率为fdsr=fosr/DSR，对应于2M个通道的1比特PWM编码数据流进行数字功放，生成功放数字开关电信号； [0031] 8)扬声器阵列中的多个扬声器单元或多音圈扬声器中的多个音圈协同完成电声转换操作，将数字开关电信号转换为模拟声信号, [0032] 其中，32≥N≥16，6≥M≥1。 [0033] 所述步骤1）中所述的声源文件的格式为模拟格式，所述对输入的声源文件进行数字输入格式转换，生成位宽为N(典型值为16比特到24比特)、采样率为fo（典型值为：44.1KHz至192KHz）的PCM编码信号具体为：将所述声源文件经过，转换为基于PCM编码格式的数字信号，然后按照系统指定的采样率fo和指定的位宽N转换为位宽为N、采样率为fo的PCM编码信号； [0034] 或； [0035] 所述步骤1）中的声源文件的格式为数字格式，所述对输入的声源文件进行数字输入格式转换，生成位宽为N、采样率为fo的PCM编码信号具体为：将所述声源文件按照系统指定的采样率fo和指定的位宽N转换为位宽为N、采样率为fo的PCM编码信号。 [0036] 在上述技术方案中，进一步地，步骤2）中所述过采样插值滤波，如图2所示，完全采用数字电路实现，并按照FIR（Finite Impulse Response）插值滤 波器结构和CIC（Cascaded Integrator Comb）插值滤波器相结合的结构进行多级级联产生指定过采样倍数OSR的过采样数字信号，该信号的采样率为fosr=OSR×fo，位宽为N。FIR插值滤波器仅使用在过采样倍数OSR较小、过采样率较低的情况，在更高采样率情况下，FIR插值滤波器的乘加操作所要求的时钟频率过高，且对硬件资源消耗过大，因而在过采样倍数OSR较大、过采样率较高的情况下采用CIC插值滤波器实现，以节省硬件资源消耗。优选地，步骤2）中所述过采样插值滤波，除最后一级采用CIC插值滤波器外，前面其他各级均采用FIR插值滤波器实现。如图3所示，FIR滤波器的系数需要根据过采样倍数、转折频率、带内频响幅度起伏、带外频响幅度衰减量等参数进行设计。如图4所示，CIC滤波器包括梳状滤波器和积分滤波器两部分组成，由梳状滤波器和积分滤波器的多次级联完成插值滤波处理。 [0037] 在上述技术方案中，进一步地，步骤3）中所述多比特Δ-∑调制，用于将过采样插值滤波处理获得的采样率为fosr、位宽为N的高位宽PCM编码信号转化为采样率为fosr、位宽为M(M [0038] 假设量化噪声e(n)服从白噪声分布特性，那么在激励为u(n)的情况下可以推出系统输出v(n)的z域表达式为： [0039] [0040] 其中， 是信号传递函数， 是噪声传递函数。根据公式（1）可知，Δ-∑调制器的设计准则，就是在保持信号无失真传输的前提下尽可能多的将音频带内噪声谱能量推挤到带外高频区域，因此，在保持STF(z)=1的前提下，Δ-∑调制器的设计问题转化为噪声传递函数NTF(z)的零极点设计问题。 [0041] Δ-∑调制器的优势在于缩减量化比特位数的同时也压低带内量化噪声功率，其用于降低带内量化噪声功率的两个途径：过采样和噪声整形，如果单纯的增加采样率而不进行噪声整形的话，采样率每增加一倍，信噪比仅增加3dB， 因此，单纯依靠过采样的方法来降低噪声功率，其改善效果是非常有限的。为了进一步压低噪声功率，需要引入噪声整形方法，利用噪声传递函数（Noise Transfer Fuction，NTF）的高通特性，将低频量化噪声转移到带外高频区域，以保证低频带内信噪比满足设计要求，NTF的带内噪声衰减量与其使用的阶数有关，假设NTF的阶数为L，则其表达式为：-1 L [0042] NTF(z)=(1-z ) (2)根据公式（2）可知，对于1阶NTF，采样率每增加一倍，信噪比将增加9dB，对于5阶NTF，采样率每增加1倍，信噪比将增加33dB，这比单纯依靠增加采样率所获得的信噪比要高得多。 [0043] 在实际应用中，由于受稳定性限制，NTF的阶数将不会无限增加，为了提高系统运行稳定性，通常会考虑在固定NTF阶数的情况下增加量化器的比特位数，但是比特位数的增加会要求反馈环路中包含更多的DAC元件，由于多个DAC单元之间存在着一定的匹配误差，这些单元偏差会引入非线性失真成分，造成系统整体的信噪比降低；而1比特量化器不存在非线性误差，可以获得非常高的线性度，但是因其受稳定性制约，输入动态范围较低。 [0044] 高阶Δ-∑调制器的实现结构分为单环高阶和多级高阶两种类型，单环高阶调制器又分为：CIFB（Cascaded integrators with distributed feedback as well as distributed input coupling）、CRFB（Cascade of resonators with distributed feedback）、CIFF（Cascaded integrators with distributed feedforward as well as distributed input coupling）、CRFF（Cascade of resonators with feedforward and input coupling）四种结构，其中单环高阶调制器最为广泛采用的是CIFB结构，单环高阶调制器电路实现简单、但稳定性较差；多级高阶调制器电路实现复杂、存在级间噪声泄漏问题。 [0045] 所述多比特Δ-∑调制的一种实现方式为：基于CIFB结构的5阶Δ-∑调制器，其信号处理流程图如图6所示，该结构的优点如下：当ai=bi(1≤i≤5)时，该系统只处理噪声信号，不处理输入信号，具有优越的线性特点；同时积分器只处理误差，其动态范围可以大大增强。根据图6的信号流图，可以推出信号和噪声传递函数的表达式如下： [0046] [0047] [0048] 为了保证信号的无失真传输，要求STF(z)=1，从而可以推出： [0049] b6=1,bi=ai,(i=1,2,3,4,5) (5) [0050] 根据Δ-∑调制器的稳定性条件，设置NTF(-1)的数值，可以计算出NTF的零极 点以及传递函数的系数值。在实际应用中，为了节省乘法器资源，需要对系数运用CSD（Canonic Signed－Digit）分解获得其量化值。 [0051] 在上述技术方案中，进一步地，步骤4）中所述温度计编码，用于将Δ-∑调制处M理产生的位宽为M的低比特PCM编码信号转换为对应于2 个通道的数字功放和扬声器负载（扬声器阵列或者多音圈扬声器）的一元码信号，对应于各通道的一元码信号，在任意时刻仅有“0”和“1”两种电平状态，在“0”状态时，扬声器负载被关断，在“1”状态时，扬声器负载被开通，通过温度计编码完成了对多通道扬声器负载的编码分配，从而将扬声器负载纳入到信号编码流程中，实现了对扬声器阵列的各阵元或者多音圈扬声器的各音圈的数字化编码和数字式开关控制。如图7所示，当Δ-∑调制产生的3比特PCM编码为“001”，其转换的温度计编码为“00000001”，该编码用于控制扬声器阵列或者多音圈扬声器的1个阵元或者1个音圈开通，其余7个阵元或者7个音圈都关闭；当Δ-∑调制产生的3比特PCM编码为“100”时，其转换的温度计编码为“00001111”，该编码用于控制扬声器阵列或者多音圈扬声器的4个阵元或者4个音圈开通，其余4个阵元或者4个音圈关闭；当Δ-∑调制产生的3比特PCM编码为“111”，其转换的温度计编码为“01111111”，该编码用于控制扬声器阵列或者多音圈扬声器的7个阵元或者7个音圈开通，仅留下1个阵元或者1个音圈关闭。 [0052] 在上述技术方案中，进一步地，步骤5）中所述多通道失配整形，如图8所示，其信号处理过程如下：首先，Δ-∑调制器将字长为N的PCM编码信号压缩为短字长（M比特，MM [0053] 所述多通道失配整形，是通过一定的随机排序方法对2M个传输通道1比特并行输出码流所形成的并行编码矢量的输出顺序进行调整，从而达到随机选择输出通道的效果，基于这种随机选择通道播放编码序列的方法，由通道偏差所引入的合成信号的非线性失真偏差分量，得到了白化处理，将其特定频点处的谐频功率散布到整个频带内从而转化为噪声成分，消除了谐波分量引入的合成信号非线性失真。 [0054] 所述多通道失配整形，可以采用三种较为常用的失配整形算法——DWA(Data-Weighted Averaging)、二阶VFMS(Vector-Feedback mismatch-shaping)和二阶TSMS(Tree-Structure mismatch shaping)，其中DWA的性能最差，其整形处理后的频谱在高频处仍会含有较明显的谐波成分，二阶TSMS的整形效果比DWA方法要好，但是其噪声抑制能力比二阶VFMS要差，二阶VFMS具有最优的整形效果。 [0055] 由于二阶VFMS具有最优的整形效果，同时考虑到VFMS随着阶数提高，对噪声和谐波的衰减和抑制能力也会加强。为了提高失配整形算法对噪声和谐波的衰减和抑制能力，可以进一步优化和提高二阶VFMS算法对噪声的衰减抑制能力，所述多通道失配整形，如图9所示，可以采用三阶VFMS失配整形算法，其中整形函数（MTF-1）使用了三阶VFMS失配整形结构，其表达式如下： [0056] [0057] 公式（3）中所包含各函数的系数设计，需要依靠反复的仿真和测量实验来寻找优化的零极点位置和系统参数结构，以保证系统稳定性。与二阶VFMS算法相比，三阶VFMS失配整形算法能够取得16dB的信噪比提高。 [0058] 所述多通道失配整形，在算法实现上采用的是基于输入信号幅值优化的DEM整形算法——ISAO-DEM（Input Signal Amplitude Optimization——Dynamic Element Mismatched）整形算法。该算法能够根据输入信号幅值大小，动态调整参与失配整形的通道数量，将剩余未参与整形的通道进行关闭或休眠处理，这种根据输入信号幅值动态管理硬件资源的DEM方法，能够节约算法占用的硬件资源，节省硬件电力消耗。 [0059] ISAO-DEM整形算法能够根据输入信号幅值大小，通过状态控制模块选择参与失配整形的通道，这样当输入信号幅值较小时，状态控制模块将选择部分通道参与失配整形，而将其他未参与整形的剩余通道进行关闭或休眠处理，仅当输入信号幅值大于设定阈值时，状态控制模块才开启所有通道参与失配整形处理。ISAO-DEM整形算法，能够根据输入信号幅值，动态调整参与整形的通道数，这样可以动态管理整形算法所占用的硬件资源，节约算法的硬件资源开销，节省系统电路消耗。 [0060] 图10给出了ISAO-DEM算法在8通道整形处理时的信号处理流程图，其中， ISAO-DEM算法模块的输入信号为v(n)，其取值为集合{0,1,2,3,4,5,6,7,8}中的任一数值，同时v(n)也对应于SDM模块的输出端，ISAO-DEM算法模块的输出为x(n)=[x1(n),x2(n),...,x8(n)]，x(n)直接送至数字功放的输入端，这些数字编码信号经功率放大后，将驱动扬声器进行声辐射。x(n)的数值由selector模块结合v(n)和y(n)=[y1(n),y2(n),...,y8(n)]的数值进行对比排序获得。selector模块的执行过程如下：selector模块对y(n)矢量中的各元素按照从大到小的顺序进行排序，在完成排序后selector模块将按照从大到小的顺序选定排序后矢量的前面v(n)个元素，并将这些选定元素的索引号取出，按照所取去的这些元素索引号设置具有同样索引号的元素xi(n)为1，x(n)矢量中剩余元素将被置0。例如，假设当前时刻v(n)的值为4,y(n)的值为[9,5,6,4,3,7,8,1]，其排序后矢量为：[9,8,7,6,5,4,3,1]，按照从大到小的顺序取前面4个元素为{9,8,7,6}，其元素索引号依次为{1,7,6,3}，则与选定的这些元素索引号相对应的x(n)矢量的元素x1(n)，x7(n)，x6(n)，x3(n)都置为1，x(n)矢量中其他剩余元素置为0。 [0061] ISAO-DEM算法利用状态模块来分析输入信号幅值大小，根据输入幅值所在的范围，选定参与整形处理的通道，其他未参与通道进行休眠。例如，状态控制模块将输入信号幅值分为三个范围，根据这三个范围分三种情况来处理参与整形的通道。当输入信号的归一化幅值处于[1/16，1]的区间范围时，全部通道都被选定并参与整形处理；当输入信号归一化幅值处于[1/32，1/16]的区间范围时，只有第1、第2、第3、第4这四个通道参与整形处理，其他4个剩余通道休眠；当输入工作，剩下通道休眠；当输入信号归一化幅值处于[0， 1/32]的区间范围时，只有第1和第2这两个通道参与整形处理，其他剩余的6个通道休眠，这样可以在小信号输入时，降低硬件资源开销，减少系统电力消耗。 [0062] 所述多通道失配整形，能够通过ISAO-DEM整形算法控制扬声器单元（扬声器阵列负载）或者扬声器音圈（多音圈扬声器）按照叠加声场谐波失真尽量白化的原则进行开关切换，这样保证了扬声器阵列或多音圈扬声器经电声转换后还原声场的谐波失真水平尽可能压低，提高了还原声场的声品质水平。图7给出了3比特PCM编码经ISAO-DEM整形算法处理后各扬声器单元或各音圈的开关切换示意图，当输入编码为“001”，整形器将根据以往各单元或音圈参与声还原的工作记录进行选择，选择扬声器1参与到声场还原工作中；当输入编码为“100”，整形器将根据各单元或音圈以往参与声场还原的工作记录，选定扬声器1、扬声器4、扬声器5和扬声器7参与到声场还原工作；当输入信号为“111”，整形器将选择扬 声器1到扬声器7参与到声场还原工作。ISAO-DEM整形算法，是根据以往记录的各扬声器单元或者各音圈参与工作的次数和合成声场的声品质水平来裁定当前时刻应该选择哪些单元或音圈参与到声场还原工作中。ISAO-DEM整形算法能够对参与声场还原工作的单元或音圈进行优化组合，保证组合后阵列或音圈所形成还原声场的总谐波失真最小。 ISAO-DEM整形算法，是按照还原声场总谐波失真最小的准则对扬声器单元或音圈负载进行开关切换控制，保证各单元或音圈按照几率均等的原则参与到声场重建中，每个单元或者音圈都是在自身响应最佳的状态下参与到声场重建工作中，从而保证了重建声场的声品质水平。ISAO-DEM整形算法控制各单元或音圈进行开关切换的这种工作方式，也相当于对还原声场的总谐波成份进行了白化处理，将这些谐波功率打散在整个声频带内，这些谐波功率经白化后以噪声形式出现在整个频带内，降低了谐波失真水平，提高了还原声的品质水平。 [0063] 所述多通道失配整形，是通过ISAO-DEM整形算法控制扬声器单元（扬声器阵列负载）或音圈（多音圈扬声器负载）按时钟节拍进行平均化使用，避免了各扬声器单元或各音圈处于长期过载运行状态，保护了扬声器阵列或多音圈扬声器的正常使用，提高了扬声器阵列或多音圈扬声器的使用寿命。ISAO-DEM整形处理算法，能够按照时钟节拍来确定哪些扬声器单元（扬声器阵列负载）或者扬声器音圈（多音圈扬声器）所在通道需要置1，并能够按照确定的结果选择并控制扬声器单元或音圈所在通道发送“1”或者“0”码字，如果整形器对扬声器单元或音圈所在通道发送“1”码，则数字功放将对扬声器单元或音圈施加电源电压Vcc，如果整形器对扬声器单元或音圈所在通道发送“0”码，则数字功放将不对扬声器单元或音圈施加电压，扬声器单元或音圈接收电压为0。基于整形算法的扬声器单元或者音圈驱动方式，能够遵循整形算法按照谐波失真尽量白化及各通道尽量平均化使用的控制准则，保证扬声器单元或音圈按照几率均等的原则参与到数字到模拟的转换过程，实现数字编码信号到模拟声信号的还原，这些扬声器单元或者音圈按照时钟节拍几率均等的参与到声场还原中，各单元或音圈一直处于电源电压Vcc和零电压交替切换的工作状态下，避免了各单元或音圈处于长期过载工作状态，保护了各单元或音圈的正常使用，从而提高了扬声器阵列或多音圈扬声器负载的使用寿命。另外，这种避免扬声器单元或者音圈过载的工作方式，也保证各扬声器单元或者各音圈按照最佳的响应状态参与到声场还原与重建工作中，从而动态的保证了系统重建声场的声品质处于最佳水平。 [0064] 所述多通道失配整形，是通过ISAO-DEM整形算法控制扬声器单元（扬声器阵列负载）或音圈（多音圈扬声器负载）按时钟节拍进行平均化使用，这种基于平均化准则使用扬声器单元或音圈的开关切换方式，能够明显减少系统工作过程的电能消耗水平，与传统的模拟系统相比，这种基于开关切换的数字系统其电能消耗量仅有传统模拟系统的1/4至1/8，具有明显的节能特点。这种通过动态编码分配及实时管理并控制多单元或多音圈开关切换的数字重放系统，具有很好的节约电能特点，特别适合便携式消费类电子产品，能够明显提高电池及产品的续航能力。 [0065] 在上述技术方案中，进一步地，步骤6）中所述编码格式转换，是将多通道失配整M形所获得的2 个通道、开关切换速率为fosr的1比特数据流，按照降低切换速率的编码转M 换方式，将开关切换速率降低DSR倍，从而获得2 个通道、开关切换速率为fdsr=fosr/DSR的编码信号。经编码转换操作后，每个通道上原来开关切换速率过高的PDM（Pulse Density Modulation——PDM）编码信号转换为开关切换速率较低的编码信号，这种较低开关切换速率的编码信号，经功率MOSFET管放大后，仍能保留多比特Δ-∑调制和动态失配整形操作所具有的谐波抑制和通道偏差免疫能力，同时也减少了功率MOSFET管在开关过程中所产生的尖毛刺数量和幅度，并且降低了开关过程中的功率损耗。 [0066] 所述编码格式转换的一种优选的实现方式是将多通道失配整形所获得的2M个通道、开关切换速率为fosr的1比特数据流，按照PDM格式到PWM格式的编码转换方式，转换M为2 个通道、开关切换速率为fdsr的PWM编码数据流。如图11所示，经编码转换操作后，每个通道上原来开关切换速率过高的PDM（Pulse Density Modulation——PDM）编码信号转换为开关切换速率较低的PWM编码信号。 [0067] 在上述技术方案中，进一步地，步骤7）中所述多通道数字功放，是指每个数据传输通道上经过编码格式转换后的低开关切换速率的编码信号以及与其反相信号组成差分的开关控制信号，去控制全桥功放电路进行开关动作，其具体开关动作的控制过程如图12所示。在“0”和“1”二元状态码控制全桥功放电路开关动作时，其两种状态输入情况下，四个MOSFET管的开关和电流流动方向 如图12所示，“HA”和“LA”分别为A侧高边和低边MOSFET管的标号；同样，“HB”和“LB”分别为B侧高边和低边MOSFET管的标号。在“1”状态输入时，HA和LB同时关闭，HB和LA同时断开，这时电流会从A端经扬声器单元流到B端，此时扬声器单元上承受的电压为“+Vcc”；同样，在“0”状态输入时，HB和LA同时关闭，HA和LB同时断开，这时电流会从B端经扬声器单元流到A端，此时扬声器单元上承受的电压为“-Vcc”。 [0068] 在上述技术方案中，进一步地，步骤8）中所述驱动扬声器阵列或多音圈扬声器单元发声，这一驱动与发声过程中扬声器负载（扬声器阵列或者多音圈扬声器单元）具有自解调自滤波特点，不需要依赖传统的模拟电感电容所组成的模拟LC低通滤波器进行低通滤波解调处理，而是通过扬声器负载本身的电声转换过程完成低通滤波处理，这种伴随扬声器本身物理转换过程所具有的自解调自滤波特点，省去了多个传输通道上的功率滤波元件——体积大、价格贵的电感和电容元件，这减少了硬件实现复杂度、节省了硬件制作成本，也节省了硬件装置的体积和重量；同时也避免了由电感电容滤波网络本身频响所引入的重放系统的频响起伏特性，提高了重放系统的声场还原质量。 [0069] 所述驱动扬声器阵列或多音圈扬声器单元发声，这一驱动与发声过程中，各扬声器单元或各音圈通道所接收的编码信息仅包含了输入声源编码信息中的部分编码信息，经过各单元或各音圈通道滤波后恢复出的重放信号信噪比不够高，需要依靠所有单元或所有音圈通道滤波后的信号进行相干的叠加积累，从而提高信噪比水平。这种数字扬声器装置的工作方式与传统扬声器装置的工作方式是截然不同的，传统扬声器装置所包含的每个单元或音圈是独立的信号通路，各单元或音圈所接收的信号包含了输入声源信号的所有编码信息，单个单元或者单个音圈可以独立完成输入声源信息的全部还原，而数字扬声器装置中，单个单元或者单个音圈不能独立完成输入声源信息的完整还原，而是需要依靠所有单元或者所有音圈一起协同工作来完成输入声源信息的全部完整还原，这所有单元或所有音圈实质上是联合起来作为一个独立的虚拟通路来完成声场信息的完整还原。这种依靠多扬声器单元或者多个音圈来完成输入声源信息完整还原的方式，实质上也是一种通过增加扬声器单元或者增加音圈而获得了空间冗余度的重放方式，这种增加空间冗余度的声重放方式，能够明显提高重建声场的声品质水平，这种 声重放系统，适合于应用于展现多种乐器、多种人声及复杂背景声的重放场合，能够明显提高各声像的分离度和层次性。 [0070] 所述驱动扬声器阵列或多音圈扬声器单元发声，这一驱动与发声过程中，多个扬声器单元或者多个音圈联合起来协同工作，以完成输入声源信息的完整还原，这一声重放系统的实现方式，也为低压供电情况下获得大的声功率输出提供了有效的实现途径。虽然单个单元或者单个音圈在低压供电情况下所提供的声压输出较为有限，但是经过多个单元或者多个音圈所重放声信号的相干叠加积累，从而达到期望的声压输出水平，这种多单元或者多音圈的声重放系统实现方式，适合于低压供电的场合，能够明显降低供电系统的复杂度和可靠性，也便于推广应用到各个实用场合中。 [0071] 在上述技术方案中，进一步地，步骤2）中所述过采样插值滤波、步骤3）中所述多比特Δ-∑调制、步骤4）中所述温度计编码、步骤5）中所述多通道失配整形、步骤6）中所述编码格式转换，经过这几个步骤的信号处理流程，能够直接将输入的低采样速率、高位宽的常规PCM编码信号转换为对应于多个数字功放通道的低开关切换速率、1比特位宽的数字编码信号。这些信号处理流程，完成可以在数字域内实现，这样通过芯片设计和制作，能够将这些信号处理操作集成到很小的芯片封装内完成，在硬件实现上扔掉了传统多通道声重放系统中所包含的多个数模转换芯片，从而节省了多通道声重放系统的硬件实现成本和硬件占用空间；同时，这种高集成度的多通道信号处理芯片，也能够节约电能开销，非常适合于电池供电的便携系统使用，能够明显提高电池及系统的续航时间。另外，这种不需要数模转换的数字声重放系统，也避免了数模转换过程中所引入的量化噪声，从而保证了数字声重放系统具有高保真的声场还原性能。 [0074] 一过采样插值滤波器2，与所述数字输入接口1的输出端相连接，用于将输入位宽为N、采样率为fo的低采样率PCM编码信号，按照指定的过采样率OSR转换为输出位宽为N、采样率为fosr=OSR×fo的高采样率PCM编码信号； [0075] 一多比特Δ-∑调制器3，与所述过采样插值滤波器2的输出端相连接，用于将输入位宽为N、采样率为fosr的高位宽PCM编码信号转换为输出位宽为M、 采样率为fosr的低位宽PCM编码信号,所述M [0076] 一温度计编码器（4），其输入端与所述多比特Δ-∑调制器（3）的输出端相连接，用于将所述位宽为M、采样率为fosr的PCM编码信号进行温度计编码，转换为采样率为fosr，M对应于2 个数字通道的数字功放和扬声器负载的一元码信号； [0077] 一多通道失配整形器5，与所述温度计编码器4的输出端相连接，用于消除数字化扬声器负载（扬声器阵列或者多音圈扬声器单元）各阵元通道或者各音圈通道之间由频响差异所引入的空域合成信号的非线性谐波失真分量，压低可听声带内的谐波失真成份的强度，将这些谐频成份的功率推挤到可听声带外的高频区域，从而降低了可听声带内的谐波失真强度，提高了基于多单元或多音圈的数字声重放系统的重放声品质水平； [0078] 一编码格式转换器6，与所述多通道失配整形器5的输出端相连接，用于将2M个数字通道、采样率为fosr的过高开关切换速率的二元状态码数据流，按照降采样率DSR，按照降M采样率DSR进行降采样的编码格式转换处理，从而获得2 个通道、开关切换速率为fdsr=fosr/DSR的1比特数据流。经编码转换操作后，每个通道上原来开关切换速率过高的PDM（Pulse Density Modulation——PDM）编码信号转换为开关切换速率较低的数字编码信号，这种较低开关切换速率的编码信号，经功率MOSFET管放大后，仍能保留多比特∑-Δ调制和动态失配整形操作所具有的谐波抑制和通道偏差免疫能力，同时这种转换后的低速数字编码信号能够明显减少功率MOSFET管的开关切换次数，从而降低了功率MOSFET管切换过程中所引入的非线性失真，减少了功率开关信号在过渡沿产生的尖毛刺数量和幅度，减少了还原声信号所包含的失真分量和噪声分量，降低了功率MOSFET管的的功耗和发热问题； [0079] 一多通道数字功放7，与所述编码格式转换器6的输出端相连接，用于对2M个数字通道的低开关切换速率编码信号进行功率放大，用于驱动后级数字化负载（扬声器阵列或者多音圈扬声器单元）进行声信号还原； [0080] 一扬声器阵列或者多音圈扬声器单元8，与所述多通道数字功放7的输出端相连接，用于完成电声转换操作，将数字开关电信号转换为模拟声信号。 [0081] 在上述技术方案中，所述数字输入接口（1），根据输入音源文件——模拟或者数字格式分为模拟和数字两种接口处理方式：针对模拟音源文件输入格式，所述数字输入接口（1）首先通过模数转换芯片（Analog-to-Digital Converter， ADC），将模拟信号转换为ADC芯片所支持的数字PCM编码码格式，然后再按照数字扬声器系统装置指定的采样率（典型值为：44.1KHz至192KHz）和指定的位宽(典型值为16比特到24比特)变换为系统装置要求的PCM编码格式；针对数字音源文件输入格式，所述数字输入接口（1），仅需要将数字输入信号，按照数字扬声器系统装置指定的采样率fo（典型值为：44.1KHz至192KHz）和指定的位宽N(典型值为16比特到24比特)变换为系统装置要求的PCM编码格式。 [0082] 所述数字输入接口（1），如图14所示，可以通过模数转换芯片与模拟音频输入接口连接，也可以通过光纤或者同轴与数字音频输入接口连接，还可以通过无线网络接口(包括蓝牙、Wi-Fi、Zigbee等)与手机、IPAD、个人笔记本等微网络进行音频文件接入，还可以通过有线网络接口（包括局域网、互联网等）与电脑、专用播放机等一些特殊音频编解码设备进行连接，还可以通过数字驱动接口读取和重放U盘、SD卡、固态硬盘等FLASH存储介质中的音源文件，还可以通过光盘驱动器读取和重放CD、DVD、蓝光等光盘存储介质中的音源文件。 [0083] 在上述技术方案中，所述过采样插值滤波器（2），包含FIR过采样插值滤波器和CIC过采样插值滤波器，FIR滤波器用于较小过采样率的插值处理，CIC滤波器用于更大过采样率的插值处理。所述过采样插值滤波器（2），根据信号最终的过采样频率来确定来确定FIR过采样插值滤波器的级数和每级FIR过采样插值滤波器的阶数，最后一级采用CIC过采样插值滤波器。 [0084] FIR过采样插值滤波器的硬件实现如图15所示，主要包括RAM（或者寄存器）模块（9）、ROM查找表模块（10）、乘加器模块（11）三个部分。RAM（或者寄存器）模块（9），需要将高速的过采样时钟（其过采样时钟与输入信号的采样时钟之间的比值等于FIR滤波器的阶数）所采集的输入信号样本点实时存储到RAM或者寄存器内；同时需要按照卷积运算的时钟节拍从RAM或者寄存器的存储空间内实时读取对应于FIR滤波器系数的相应信号样本点数值，参与到与FIR滤波器系数的乘加运算中。ROM查找表模块（10），按照指定的位宽固化FIR滤波器的系数值，系统掉电后不丢失，在进行卷积运算时，能实时将所存储的系数值送入乘加器模块。乘加器模块（11），按照卷积运算的时钟节拍，实时完成RAM（或者寄存器）模块送入的信号样本点与ROM查找表送入滤波器系数之间的卷积运算。 [0085] CIC过采样插值滤波器的硬件实现如图16所示，主要包括延时器（12）、差分器（13）、过采样模块（14）、积分器（15）四个部分，延时器（12）能够按照 指定的延时周期对输入信号进行延时处理，差分器（13）对输入信号完成差分运算，过采样模块（14）按照CIC滤波器所指定的过采样倍数对输入信号进行过采样处理，积分器（15）完成对输入信号的积分运算。CIC过采样插值滤波器中差分器（13）与积分器（15）的阶数要根据CIC滤波器的过采样率进行设计，以达到满意的插值滤波效果。 [0086] 在上述技术方案中，所述多比特Δ-∑调制器（3），其硬件实现如图17所示，主要包括：移位加减运算模块（16）、积分运算模块（17）和量化器（18）三个部分。移位加减运算模块（16）通过移位和加减操作，将输入信号按照Δ-∑调制器所使用的调制器系数进行加权处理，从而完成输入信号与调制器系数的点乘运算，调制器系数采用CSD编码格式，这种编码格式能够将调制器系数值按照2的幂指数进行多项式展开，从而将输入信号与调制器系数的乘积操作，转换为移位加减操作，从而节省了乘法器的实现复杂度，减少了硬件资源消耗。积分运算模块（17）对输入信号按照积分操作的传递函数 进行积分运算，量化器（18）对经过调制器系数加权和积分处理后的调制后信号按照指定位宽的量化电平级进行量化编码，得到指定位宽的低位宽PCM编码信号。 [0087] 在上述技术方案中，所述温度计编码器（4），其硬件实现如图18所示，位宽为M、采M M样率为fosr的单通道低位宽PCM编码信号，经过2 个量化电平级和2 个比较器（19），获得M 2 个输出通道、位宽为1、采样率为fosr的二元码并行输出矢量。 [0088] 在上述技术方案中，所述多通道失配整形器（5），其硬件实现如图19所示，主要包括：误差生成模块（21）、整形处理模块（22）、最小值搜索模块（23）、减法运算模块（24）和量化器模块（25）。误差生成模块（21）用于比较温度计编码模块（20）的输入编码信号与输出M编码信号之间的编码误差，并输出2 个通道的编码误差值。整形处理模块（22），对误差生成模块（21）送来的编码误差按照设计的失配整形函数进行整形处理，输出整形后的编码误差信号。最小值搜索模块（23）接收整形处理模块（22）送入的整形后的多通道误差信号，并通过多次比较处理搜索出这些通道上所传送数据的最小值，并将最小值输出。减法运算模块（24），从整形处理模块（22）接收整形处理后的多通道编码误差信号，并从最小值搜索模块（23）接收经过排序处理所得到的多通道数据中的最小值，通过减法运算，从多通道编码误差信号中减去多通道编码误差信号的最小值，并将减法处理后的多通道信号输出。量M 化器模块（25），通过多组比较器产生2 个量化电平级，并将这些量化电平级送至温度计编M 码器模块（20），通过温度计编码模块（20）完成单通道、M比特PCM编码到2 个通道、1比特PDM编码的转换。 [0089] 在上述技术方案中，所述编码格式转换器（6），其优选的一种硬件实现方式， 如图20所示，主要包括：Δ-∑调制器（26）和PWM调制器（27）。Δ-∑调制器（26）用于完成1比特PDM编码信号到位宽为L的低位宽PCM编码信号的转换；PWM调制器（27）用于完成位宽为L的低位宽PCM编码信号到PWM编码信号的转换。 [0090] 在上述技术方案中，所述多通道数字功放（7），其硬件实现如图21所示，主要包括：栅极驱动（28）、MOSFET功率管（29）和反馈网络（30）。栅极驱动（28）用于将编码格式转换器（6）产生的PWM编码信号转换为驱动MOSFET功率管进行开通/关断操作的开关控制信号，MOSFET功率管（29）按照栅极驱动（28）的开关控制信号进行高速的开通/关断操作，从而驱动扬声器发声；反馈网络（30）用于将扬声器引线上的功率信号转换为小幅度信号并送至PWM调制器（27），实现反馈校正功能，降低功放谐波和噪声，提高功放的性能水平。 [0091] 在上述技术方案中，所述扬声器阵列或者多音圈扬声器单元（8），其各扬声器单元或者各音圈接入数字功放，通过多个单元或者多个音圈的协同工作，完成音源信号的完整合成和重放。所述扬声器阵列或者多音圈扬声器单元（8），可以应用于手机、IPAD、个人电脑等个人音响系统，也可以应用于教室、厅堂等会议系统，还可以应用于车载声重放系统。所述扬声器阵列或者多音圈扬声器单元（8），可以通过MEMS（Microelectromechanical Systems，微机电系统）扬声器的结构实现。 [0092] 在上述技术方案中，所述扬声器阵列或者多音圈扬声器单元（8），其所产生的空间辐射声场的分布情况受不同的阵列空间布放方式、不同的Δ-∑调制比特位数所影响，随着阵列孔径加大以及由调制比特位数增大所带来的阵元数增多，其所产生空域辐射声场的方向性会变明显，在阵列对称轴附近的局部区域内具有最好的音质和最大声压，逐渐偏离最佳区域，其辐射声场的音质会逐渐变差、声压会逐渐变小。在阵列具有较大孔径尺度的情况下，该阵列具有较为明显的声场控制效果，并且其声场控制效果与常规的线阵列波束形成不同，因为该系统的各阵元通道所辐射的信号都是音源信号的部分比特位信息，而常规波束形成的各阵元辐射信号都是音源信号的副本，正因为该系统各阵元辐射信号的信息量不同，使得该系统所产生的声场在空间上不仅仅存在声压幅度的大小变化，而且还存在着谐波失真、可懂度及音质水平方面的大小变化。 [0093] 与现有技术相比，本发明的优点在于： [0094] A.本发明所采用的基于输入信号幅值优化的DEM整形算法——ISAO-DEM （Input Signal Amplitude Optimization——Dynamic Element Mismatched）整形算法，能够根据输入信号幅值大小，动态调整参与失配整形的通道数量，将剩余未参与整形的通道进行关闭或休眠处理，这种根据输入信号幅值动态管理硬件资源的DEM方法，能够节约算法占用的硬件资源，降低硬件资源开销，节省硬件电力消耗。 [0095] B.本发明所采用的ISAO-DEM整形算法，能够对参与声场还原工作的单元或音圈进行优化组合，保证组合后阵列或音圈所形成还原声场的总谐波失真最小。ISAO-DEM整形算法，是按照还原声场总谐波失真最小的准则对扬声器单元或音圈负载进行开关切换控制，保证各单元或音圈按照几率均等的原则参与到声场重建中，每个单元或者音圈都是在自身响应最佳的状态下参与到声场重建工作中，从而保证了重建声场的声品质水平。ISAO-DEM整形算法控制各单元或音圈进行开关切换的这种工作方式，也相当于对还原声场的总谐波成份进行了白化处理，将这些谐波功率打散在整个声频带内，这些谐波功率经白化后以噪声形式出现在整个频带内，降低了谐波失真水平，提高了还原声的品质水平,同时也减少了数字扬声器系统装置的谐波干扰水平，降低了系统的电磁辐射水平，减少了电磁辐射所带来的对其他周围电子产品的干扰性。 [0096] C.本发明通过ISAO-DEM整形算法控制扬声器单元（扬声器阵列负载）或音圈（多音圈扬声器负载）按时钟节拍进行平均化使用，避免了各扬声器单元或各音圈处于长期过载运行状态，保护了扬声器阵列或多音圈扬声器的正常使用，提高了扬声器阵列或多音圈扬声器的使用寿命。这种避免扬声器单元或者音圈过载的工作方式，也保证各扬声器单元或者各音圈按照最佳的响应状态参与到声场还原与重建工作中，从而动态的保证了系统重建声场的声品质处于最佳水平。 [0097] D.本发明通过ISAO-DEM整形算法控制扬声器单元（扬声器阵列负载）或音圈（多音圈扬声器负载）按时钟节拍进行平均化使用，这种基于平均化准则使用扬声器单元或音圈的开关切换方式，能够明显减少系统工作过程的电能消耗水平，与传统的模拟系统相比，这种基于开关切换的数字系统其电能消耗量仅有传统模拟系统的1/4至1/8，具有明显的节能特点。这种通过动态编码分配及实时管理并控制多单元或多音圈开关切换的数字重放系统，具有很好的节约电能特点，特别适合便携式消费类电子产品，能够明显提高电池及产品的续航能力。 [0098] E.本发明所采用编码格式转换，能够将开关切换速率过高的编码信号转换为开关切换速率较低的编码信号，这种低开关切换速率的编码信号，经功率 MOSFET管放大后，仍能保留多比特Δ-∑调制和动态失配整形操作所具有的谐波、噪声抑制能力和通道偏差免疫能力，同时也减少了功率MOSFET管在开关过程中所产生的尖毛刺数量和幅度，并且降低了开关过程中的功率损耗。另外，本发明通过采用编码格式转换，能够解决现有数字扬声器系统装置所存在的功率较小（仅限于1W量级）的局限性问题，将数字扬声器系统装置的单个传输通道的功率提升到几百瓦量级甚至上千瓦的量级，从而将数字扬声器系统装置推广到更多的应用领域中。 [0099] F.本发明所采用的多比特Δ-∑调制、温度计编码、多通道失配整形和编码格式转换等信号处理操作，在通过数字功放驱动扬声器负载（扬声器阵列或者多音圈扬声器单元）发声的过程中，使得扬声器负载（扬声器阵列或者多音圈扬声器单元）具有自解调自滤波特点，不需要依赖传统的模拟电感电容所组成的模拟LC低通滤波器进行低通滤波解调处理，而是通过扬声器负载本身的电声转换过程完成低通滤波处理，这种伴随扬声器本身物理转换过程所具有的自解调自滤波特点，省去了多个传输通道上的功率滤波元件——体积大、价格贵的电感和电容元件，这减少了硬件实现复杂度、节省了硬件制作成本，也节省了硬件装置的体积和重量；同时也避免了由电感电容滤波网络本身频响所引入的重放系统的频响起伏特性，提高了重放系统的声场还原质量。 [0100] G.本发明所提出的数字扬声器系统装置，其各扬声器单元或各音圈通道所接收的编码信息仅包含了输入声源编码信息中的部分编码信息，经过各单元或各音圈通道滤波后恢复出的重放信号信噪比不够高，但是当所有单元通道或所有音圈通道滤波后的信号全部都参与到声场重建时，系统装置的信噪比水平能够得到大幅度的提高。这种数字扬声器系统装置的工作方式与传统扬声器系统装置的工作方式是截然不同的，传统扬声器系统装置所包含的每个单元或音圈是独立的信号通路，各单元或音圈所接收的信号包含了输入声源信号的所有编码信息，单个单元或者单个音圈可以独立完成输入声源信息的全部还原，通过增加一个声重放通道，信噪比仅能增加3个dB的水平。而数字扬声器系统装置中，单个单元或者单个音圈不能独立完成输入声源信息的完整还原，而是需要依靠所有单元或者所有音圈一起协同工作来完成输入声源信息的全部完整还原，这所有单元或所有音圈实质上是联合起来作为一个独立的虚拟通路来完成声场信息的完整还 原，这种多个通道协同工作的方式，能够实现重放信号的相干积累，在3比特Δ-∑调制的声重放系统中，总共有8个声重放通道参与到声场重建，虽然随着逐渐增加每个声重放通道参与到重放声场合成的过程中，信噪比也是按照3dB的水平逐级增加，但是当所有声重放通道全部参与到重放声场的合成时，信噪比能够实现55dB的大幅度增加。 [0101] H.本发明所提出的这种依靠多扬声器单元或者多个音圈来完成输入声源信息完整还原的方式，实质上也是一种通过增加扬声器单元或者增加音圈数量而获得了空间冗余度的重放方式，这种增加空间冗余度的声重放方式，能够明显提高重建声场的声品质水平，这种声重放系统，适合于应用于展现多种乐器、多种人声及复杂背景声的重放场合，能够明显提高各声像的分离度和层次性。 [0102] I.本发明提出通过多个扬声器单元或者多个音圈联合起来协同工作，以完成输入声源信息的完整还原，这一声重放系统的实现方式，也为低压供电情况下获得大的声功率输出提供了有效的实现途径。虽然单个单元或者单个音圈在低压供电情况下所提供的声压输出较为有限，但是经过多个单元或者多个音圈所重放声信号的相干叠加积累，从而达到期望的声压输出水平，这种多单元或者多音圈的声重放系统实现方式，适合于低压供电的场合，能够明显降低供电系统的复杂度和可靠性，也便于推广应用到各个实用场合中。 [0103] J.本发明所提出的数字扬声器系统装置，其信号处理过程全部在数字域内实现，这样通过芯片设计和制作，能够将这些信号处理操作和功率放大甚至扬声器单元都集成到很小的芯片封装内完成，在硬件实现上扔掉了传统多通道声重放系统中所包含的多个数模转换芯片，从而节省了多通道声重放系统的硬件实现成本和硬件占用空间；同时，这种高集成度的多通道信号处理芯片，也能够节约电能开销，非常适合于电池供电的便携系统使用，能够明显提高电池及系统的续航时间。另外，这种不需要数模转换的数字声重放系统，也避免了数模转换过程中所引入的量化噪声，从而保证了数字声重放系统具有高保真的声场还原性能。 [0104] K.本发明在失配整形算法上提出了三阶失配整形算法，该算法对二阶VFMS算法做了进一步的优化处理，能够明显提高失配整形算法的谐波和噪声衰减抑制能力，与二阶VFMS算法相比，三阶VFMS失配整形算法能够多取得16dB的信噪比提高。附图说明 [0105] 图1表示本发明提出的基于多比特Δ-∑调制的数字扬声器系统实现方法的信号流程图； [0106] 图2表示本发明提出的数字扬声器系统实现方法中过采样插值滤波的信号处理流程图； [0107] 图3表示本发明提出的数字扬声器系统实现方法中FIR插值滤波器的信号处理流程图； [0108] 图4表示本发明提出的数字扬声器系统实现方法中CIC插值滤波器的信号处理流程图； [0109] 图5表示本发明提出的数字扬声器系统实现方法中多比特Δ-∑调制的信号处理流程图； [0110] 图6表示本发明提出的数字扬声器系统实现方法中基于CIFB结构的5阶Δ-∑调制器的信号处理流程图； [0111] 图7表示本发明提出的数字扬声器系统实现方法中通过温度计编码进行阵元通道开关控制的示意图； [0112] 图8表示本发明提出的数字扬声器系统实现方法中多通道失配整形的信号处理流程图； [0113] 图9表示本发明提出的数字扬声器系统实现方法中多通道失配整形的实现框图； [0114] 图10表示本发明提出的ISAO-DEM算法在8通道整形处理时的信号处理流程图； [0115] 图11表示本发明提出的数字扬声器系统实现方法中编码格式转换的信号处理流图； [0116] 图12表示本发明提出的数字扬声器系统实现方法中全桥功放电路进行开关动作过程的示意图； [0117] 图13表示本发明提出的一种基于多比特Δ-∑调制的数字扬声器系统装置的各组成模块示意图； [0118] 图14表示本发明提出的数字扬声器系统装置中数字输入接口的组成示意图； [0119] 图15表示本发明提出的数字扬声器系统装置中FIR过采样插值滤波器的硬件实现框图； [0120] 图16表示本发明提出的数字扬声器系统装置中CIC过采样插值滤波器的硬 件实现框图； [0121] 图17表示本发明提出的数字扬声器系统装置中多比特Δ-∑调制器的硬件实现框图； [0122] 图18表示本发明提出的数字扬声器系统装置中温度计编码器的硬件实现框图； [0123] 图19表示本发明提出的数字扬声器系统装置中多通道失配整形器的硬件实现框图； [0124] 图20表示本发明提出的数字扬声器系统装置中编码格式转换器的硬件实现框图； [0125] 图21表示本发明提出的数字扬声器系统装置中多通道数字功放的硬件实现框图； [0126] 图22表示本发明实施例1中数字扬声器装置单个输出通道在纯阻负载情况下的测量示意图； [0127] 图23表示本发明实施例1中数字扬声器系统装置单个输出通道的频响曲线图； [0128] 图24表示本发明实施例2中数字扬声器系统装置在1米远处在施加1瓦电功率情况下，扬声器轴向辐射声场的频响曲线图； [0129] 图25表示本发明实施例2中数字扬声器系统装置在1米远处在施加1瓦电功率情况下，扬声器轴向辐射声场的谐波失真曲线图； [0130] 图26表示本发明实施例4中系统采用二阶与三阶VFMS算法两种情况下，由单个扬声器单元所输出的信号频谱曲线对比图； [0131] 图27表示本发明实施例4中测量实验中扬声器阵列和传声器的位置布放图； [0132] 图28表示本发明实施例5中扬声器阵列的阵元位置布放图； [0133] 图29表示本发明实施例5中扬声器装置和传声器的位置布放图； [0134] 图30表示本发明实施例5中在测量实验中，数字扬声器系统装置在播放1KHz单频正弦信号时，动态失配整形器在消除非线性谐波失真方面的效果图； [0135] 图31表示本发明实施例5中在测量实验中，系统装置按1V、2V、3V有效值输入扫频信号时，在1m处获得的系统装置幅频响应曲线图； [0136] 图32表示本发明实施例5中在测量实验中，系统装置按1V、2V、3V有效值输入扫频信号时，在1m处获得的系统装置总谐波失真曲线图； [0137] 图33表示本发明实施例5中在仿真实验中，8元线阵列布放示意图； [0138] 图34表示本发明实施例5中在仿真实验中，8元线阵列产生的空域声场幅度分布图； [0139] 图35表示本发明实施例5中在仿真实验中，8元线阵列在θ=0度、ф从-90度到+90度变化各方位上的声场幅度变化曲线； [0140] 图36表示本发明实施例5中在仿真实验中，8元线阵列所产生声场信号在空间各位置上的总谐波失真分布图； [0141] 图37表示本发明实施例5中在仿真实验中，8元线阵列在θ=0度、ф从-90度到+90度变化时，各方位上声场信号的总谐波失真变化曲线； 具体实施方式[0142] 下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细描述： [0143] 目前，现有的基于多比特∑-Δ调制和失配整形的数字扬声器产品，其调制器采用了模拟的开关电路滤波电路，而且其单个输出声道的最大功率仅能到1W，还不能满足实际应用需求。本发明所提出的数字扬声器系统实现方法和装置，其调制器完全采用数字滤波器实现，而且通过编码格式转换，降低了开关信号的切换速率，从而可以将系统装置的功率扩展到几百瓦甚至上千瓦的功率水平。本发明也提出了ISAO-DEM整形算法和三阶VFMS整形算法，有效降低了整形器的功耗水平和资源消耗，也提高了失配整形算法的谐波和噪声抑制能力。 [0144] 本发明利用Δ-∑调制技术将传统的高位宽的PCM编码信号转换成为低位宽的MPCM编码信号，然后再将这些M比特的低位宽PCM编码信号转换成为对应于2 个传输通道M M 上的等位权二元编码信号，并通过2 个扬声器单元或者2 个音圈完成电声转换产生重放声场，这些扬声器单元或者这些音圈通过线性叠加完成声源信号的完整合成。 [0145] 如图13所示，制作一个依据本发明的一种基于多比特Δ-∑调制的数字扬声器系统装置，其主体由数字输入接口1、过采样插值滤波器2、多比特∑-Δ调制器3、温度计编码器4、多通道失配整形器5、编码格式转换器6、多通道数字功放7、扬声器阵列或者多音圈扬声器单元8组成。 [0146] 1）数字输入接口1，包含数字输入格式和模拟输入格式两种输入接口，针对数字输入格式，采用Ti公司的一款型号为PCM2706的USB接口芯片，能够将PC机内存储的MP3类型文件经由USB端口按照16比特位宽、44.1KHz采样率通过I2S接口协议实时读入到型号为Cyclone III EP3C80F484C8的FPGA芯片内；针对模拟输入格式，采用Analog Devices公司的一款型号为AD1877的模 数转换芯片，将模拟音源信号转换为16比特、44.1KHz的PCM编码信号，也通过I2S接口协议实时读入到FPGA芯片内。 [0147] 2）过采样插值滤波器2，与所述数字输入接口1的输出端相连接，在FPGA芯片内部，进行过采样的插值滤波操作，将44.1KHz、16比特的PCM编码信号，按3级FIR插值滤波器和1级CIC插值滤波器共4级滤波器进行过采样插值滤波处理。第一级采用FIR插值滤波器，过采样插值因子为2，阶数为128，采样率升为88.2KHz；第二级采用FIR插值滤波器，过采样插值因子为2，阶数为32，采样率升为176.4KHz；第三级采用FIR插值滤波器，过采样插值因子为2，阶数为16，采样率升为352.8KHz；第四级采用CIC插值滤波器，过采样插值因子为32，采样率升为11.2896MHz。经过4级插值滤波处理后，原44.1KHz、16比特的PCM信号转换为11.2896MHz、16比特、过采样的PCM信号。 [0148] 3）多比特Δ-∑调制器3，与所述过采样插值滤波器2的输出端相连接，将过采样的11.2896MHz、16比特的PCM编码信号转换成为11.2896MHz、3比特的Δ-∑调制信号。如图6所示，∑-Δ调制器采用5阶CIFB(Cascaded Integrators with Distributed Feedback)的拓扑结构。假定调制器的过采样率因子为256，其拓扑结构的系数如表1所示。为了节约硬件资源，降低其实现代价，在FPGA芯片内部，通常会采用移位加法运算来代替常数乘法运算，并将∑-Δ调制器所使用的参数用CSD编码表示。 [0149] 4）温度计编码器4，与多比特Δ-∑调制器3的输出端相连接，，将11.2896MHz、3比特的PCM调制信号按照温度计编码方式转换为对应8个数字通道的11.2896MHz、1比特、并行输出的二元状态码矢量。如图7所示，当3比特PCM编码为“001”，其转换的温度计编码为“00000001”，这表明8个数字通道上仅有1个数字通道上输出状态“1”,其余7个数字通道上输出状态“0”；当3比特PCM编码为“100”时，其转换的温度计编码为“00001111”，这表明8个数字通道上有4个数字通道上输出状态“1”,其余4个数字通道上输出状态“0”；当3比特PCM编码为“111”，其转换的温度计编码为“01111111”，这表明8个数字通道上仅有1个数字通道上输出状态“0”,其余7个数字通道上输出状态“1”。 [0150] 5）多通道失配整形器5，与温度计编码器4的输出端相连接，用于消除因各数字通道之间频响差异所引起的非线性谐波失真分量。多通道失配整形器5 按照非线性谐波失真分量最少的优化准则，对8位温度计编码进行排序，从而决定出给8个数字通道的编码分配方式。如图7所示，当温度计编码为“00001111”，通过动态失配整形器进行次序排列后，将决定通道1、4、5、7上分配编码“1”，通道2、3、6、8上分配编码“0”，从而保证这8个数字通道所形成的合成信号中包含最少的谐波失真分量。多通道失配整形器采用了VFMS(Vector-Feedback mismatch-shaping)算法，其信号处理流程如图19所示，其中整形处理模块为所设计的整形滤波器，负责对矢量量化器产生的误差信号进行整形处理，将-1 2 谐波分量推挤到带外高频段，其中MTF采用二阶滤波器结构，其z域表达式为(1-z )。在FPGA芯片内部，通过多通道失配整形器处理后，原Δ-∑编码信号中存在的谐波分量被推挤到带外高频段，从而提高了带内音源信号的重放品质水平。 [0151] 6）编码格式转换器6，与多通道失配整形器5的输出端相连接。如图20所示，编码格式转换器6将8个传输通道上失配整形后的开关切换速率为11.2896MHz的1比特PDM编码信号，经过Δ-∑调制器和PWM调制器处理后转换为开关切换速率为793.8KHz的PWM编码信号。 [0152] 7）多通道数字功放7，与编码格式转换器6的输出端相连接。数字功放芯片选用Ti公司的一款型号为TAS5121的数字功放芯片，该芯片的响应时间在100ns量级，能够无失真响应793.8KHz的PWM编码控制信号。该功放芯片内部具有两个半桥通道，可以用两个半桥通道驱动一个扬声器单元，形成全桥功放网络。将编码转换器生成的PWM编码，一路直接输出送至一个半桥通道的输入端，另一路经反相后输出送至另一个半桥通道的输入端，利用这组差分PWM控制信号实现对全桥网络的四个MOSFET管进行通断控制，形成“+1”和“-1”两个切换状态的电流路径。 [0153] 8）扬声器阵列或者多音圈扬声器单元8，与多通道数字功放7的输出端相连接。数字扬声器负载采用多音圈扬声器单元，每个音圈绕组的直流电阻为4Ω、额定功率为3W。 [0154]参数名 理想参数 CSD变换 CSD值 a1、b1 0.2065 2-2-2-5-2-6 0.2031 a2、b2 0.2109 2-2-2-5-2-7 0.2305 [0155]a3、b3 0.2289 2-2-2-8-2-6 0.3594 a4、b4 0.2838 2-2+2-9+2-5 0.2832 a5、b5 0.4656 2-1-2-8-2-5 0.4648 b6 1 c1 0.1205 2-3-2-8-2-11 0.1206 c2 0.2904 2-2+2-5+2-7 0.2891 c3 0.5926 2-1+2-4+2-5 0.5938 c4 1.3746 20+2-2+2-3 1.3750 c5 3.8554 22-2-6-2-3 3.8594 [0156] 表1 [0157] 实施例1： [0158] 在本实施例中，如图22所示，数字扬声器系统装置的单个通道的功率输出端接4欧姆纯阻，然后将4欧姆纯阻上所接收的功率信号经过Audio Precision(AP)测试仪所标配的低通滤波器进行滤波处理，将滤波后信号接入AP测试的输入端，同时由AP测试仪通过其输出端送出标准测试信号给数字扬声器系统装置，这样通过AP测试仪可以完成数字扬声器装置单个输出通道在纯阻负载情况下的频响曲线、信噪比（SNR）水平和谐波失真+噪声（THD+N）的输出水平。 [0159] 在AP测试仪的输出测试信号为1V有效值的情况下，由AP测试的数字扬声器系统装置单个输出通道的频响曲线如图23所示。从频响曲线可以看出，该系统装置在整个可听声频带范围内（20Hz至20KHz），系统频响基本保持平直，在20Hz至35Hz和15KHz至20KHz的两个子频带范围内，频响曲线仅有0.5dB的衰减，这说明整个扬声器系统装置在纯阻输出情况下的频响曲线较为理想，保持很好的平坦性。 [0160] 在AP测试仪的输出测试信号为1V有效值的情况下，由AP测试的数字扬声器系统装置单个输出通道的信噪比水平如表2所示。从表2可以看出，在20Hz至20KHz的整个频带范围内，数字扬声器系统装置单个输出通道在1V输入有效值情况下的信噪比都约处于91dB附近，这说明数字扬声器系统装置的信噪比水平很高，该系统装置能够实现音源文件的高保真声重放。 [0161] [0162] 表2 [0163] 在AP测试仪的输出测试信号为1V有效值的情况下，由AP测试的数字扬声器系统装置单个输出通道的谐波失真+噪声水平如表3所示。从表3可以看出，数字扬声器系统装置在1V输入有效值的情况下，谐波失真+噪声基本处于0.2%的水平，这说明数字扬声器系统装置的谐波失真和噪声含量非常小，该系统装置具有很好的声场还原能力。 [0164] [0165] 表3 [0166] 实施例2： [0167] 在本实施例中，数字扬声器系统装置所驱动的扬声器负载为双音圈扬声器，单个音圈的阻抗为4欧姆，双音圈扬声器的口径为2.5英寸。在全消声室内，我们测试了在1米远处在1瓦输出电功率情况下，系统装置单个输出通道在接入双音圈扬声器的单个音圈时的频响曲线和谐波失真曲线。 [0168] 图24给出了数字扬声器系统装置在1米远处在施加1瓦电功率情况下，扬声器轴线方向辐射声场的频响曲线图。从图24可以看出，扬声器的频响曲线在200Hz到6KHz的频响范围内较为平坦，在600Hz和7KHz的频点附近区域有凹槽出现，从整个频响曲线来看，数字扬声器系统装置能够很好的重放声音信 号，能够达到高保真的声重放要求。 [0169] 图25给出了数字扬声器系统装置在1米远处在施加1瓦电功率情况下，扬声器轴线方向辐射声场的谐波失真曲线图。从图25可以看出，扬声器的谐波失真曲线在400Hz至1KHz的频响范围内具有小于1%的谐波失真水平，在1KHz之后的频响范围内具有小于0.5%的谐波失真水平。从整个频带范围内的谐波失真水平来看，数字扬声器系统装置能够实现声源信号的高保真重放。 [0170] 实施例3： [0171] 在本实施例中，数字扬声器系统装置所驱动的扬声器负载为苏州上声电子公司自制的单音圈扬声器，扬声器的阻抗为4欧姆、口径为2英寸。参考市场上购买的便携扬声器音响系统——iBoxD68，测试数字扬声器系统装置和市场上购买的便携扬声器音响系统iBoxD68的耗电量差异情况。在测试过程中，数字扬声器系统装置和iBoxD68音响系统所采用供电电源相同，都为5V，3000mA锂电池供电，数字扬声器系统装置的单个输出通道接入上声公司自制的2英寸扬声器单元，iBoxD68的单个输出通道也接入上声公司自制的2英寸扬声器单元，两套系统所驱动的扬声器负载也是相同的，在相同供电电源和相同输出负载的情况下，测试系统装置单个输出通道驱动单个扬声器单元的功耗情况。 [0172] 在相同供电电源和相同输出负载情况下，数字扬声器系统装置和iBoxD68音响系统消耗电流量的对比如表4所示。从表4数据可以看出，除了在360、880、14700Hz的频率点，数字扬声器的耗电量略小于iBoxD65系统，在其他频率点上，数字扬声器的电量消耗要明显少于iBoxD65。 [0173] [0174] 表4 [0175] 数字扬声器系统装置在不带扬声器负载情况下，系统本身消耗电量为139.1mA。数字扬声器系统装置目前采用FPGA芯片的代码实现，FPGA的整体功耗水平也较高，一般消耗电量在100mA量级，数字扬声器系统装置的省电优势并没有非常明显的体现，与FPGA本身的功耗较大有直接关系，如果数字扬声器系统装置整体采用单个独立芯片进行实现的话，数字扬声器的耗电量将会有更为明显的减少。iBoxD65系统在不带扬声器负载的情况下，系统本身耗电量仅有67.2mA，iBoxD65系统所采用的芯片是该公司自己开发的音频芯片，这一点可以说明，如果数字扬声器所采用的核心技术完全通过芯片来实现的话，其耗电量还将有大幅度的下降。数字扬声器系统在各频点上的THD+N水平也要明显小于iBoxD65，其重放声品质要明显好于iBoxD65。iBoxD65系统的单通道电流消耗量不能超过0.32A，在高于0.32A之后，系统将自动重启，这说明该系统在设计时是通过监测并控制系统电流量来防止系统的电流消耗过高。iBoxD65受电流量的约束限制，其输出声压较小，输出声音较小。 [0176] 从表4中可以看出数字扬声器系统装置具有较好的省电特性，在FPGA实现系统装置功能的情况下，较现有的传统音响产品相比，仍然有明显的省电性能，如果数字扬声器系统装置完全采用芯片来实现的话，其节电性能将更为明显；同时，与现有音响产品相比，数字扬声器系统的谐波失真水平也明显降低，声重放品质更好。 [0177] 实施例4： [0178] 在本实施例中，数字扬声器系统装置中的多通道失配整形器分别采用二阶和三阶失配整形算法，通过仿真和测量实验对比两种失配整形算法的性能差异。 [0179] 在仿真实验中，假设扬声器单元在辐射“0”或者“1”状态时，存在着一定的幅度误差，其误差分布服从均值为0、方差为0.01的高斯分布，按照这一误差分布特性，我们分别仿真了系统采用二阶与三阶VFMS算法的情况下，由单个扬声器单元所输出的信号频谱曲线，如图26所示。对比这两组曲线，可以看出：二阶与三阶VFMS算法的信噪比分别为33dB和49dB，三阶VFMS算法的信噪比要比二阶VMFS算法大16dB；低频区域的噪声幅度有所增加，但是，在高频区域，噪声幅度明显下降；为了保持算法的稳定性，三阶VFMS的动态范围要比二阶VFMS的动态范围低5dB左右。 [0180] 在苏州上声公司的全消声室内，我们测试了数字扬声器系统装置在二阶与三阶VFMS算法的整形效果。实验中扬声器阵列和传声器的位置布放如图27所示，保持阵列中心与扬声器中心对齐，设置两者的中心间距为0.5米，由FPGA内部产生幅度为1/32的单频整形信号，信号频率依次为500Hz、1KHz、2KHz、4KHz和8KHz，我们测试了由中心处单个扬声器辐射到传声器位置点的信噪比数值如表5所示。 [0181] 对比表5的数据可以看出，三阶VFMS算法对9KHz以上的高频区域噪声衰减较为明显，但是对9KHz以下频带内的噪声未见明显衰减效果。从表5的测量数据可以看出，三阶VFMS算法确实对噪声有更大程度的衰减，其获得的信噪比比采用二阶VFMS算法时要大一些，但是，各频点的信噪比改善程度差 别较大，在1KHz和8KHz频率点信噪比改善较为明显，分别增加了6.81dB和6.64dB；在4KHz频点信噪比改善较小，仅有0.21dB的增长。三阶VFMS算法的信噪比实测结果与理论差异较大，这主要是由于硬件系统（数字功放的开关管、扬声器单元等元件）对高频调制的开关信号响应较为迟缓，从而在开关切换过程中带入了较多的非线性失真成分，造成了调制波形出现较大失真，从而造成系统的信噪比水平与理论仿真结果差距较大。 [0182]信噪比(dB) 500Hz 1000Hz 2000Hz 4000Hz 8000Hz 二阶VFMS 34.09 30.36 36.81 35.98 29.12 三阶VFMS 37.92 37.17 38.87 36.19 35.76 [0183] 表5 [0184] 调整传声器位置，使阵列中心到传声器的间距为0.1米，重新进行信噪比测量实验，测量的信噪比数据，如表6所示。对比两组数据，可以看出在两种间距情况下，各频带处得信噪比改善程度并不完全吻合，但是两种间距情况下，三阶VFMS的信噪比改善程度都比二阶VFMS要大一些，其各频点处的信噪比增加量在1dB～6dB范围内。 [0185]信噪比(dB) 500Hz 1000Hz 2000Hz 4000Hz 8000Hz 二阶VFMS 43.28 45.51 47.63 34.45 25.01 三阶VFMS 49.39 48.25 48.62 37.28 28.04 [0186] 表6 [0187] 实施例5： [0188] 在本实施例中，我们通过仿真和测量的方式，分析了数字扬声器系统装置在驱动扬声器阵列负载情况下的性能水平。图28给出了扬声器阵列的阵元布放图，图29给出了扬声器装置和传声器的位置布放图，其中扬声器装置中心到传声器之间的距离是1m，传声器到地面的距离是1m。 [0189] 在测量实验中，数字扬声器系统装置在播放1KHz单频正弦信号时，图30给出了动态失配整形器在消除非线性谐波失真方面的效果图，从图中可以看出，在添加VFMS动态失配整形算法后，装置在输出1KHz信号时，其谐波成分明显减少，这说明动态失配整形器具有消除非线性谐波失真的能力。 [0190] 图31给出了系统装置按1V、2V、3V有效值输入扫频信号时，在1m处获得的系统幅频响应曲线。从图中能够看出，在频率大于8KHz以后，系统频响幅度下降较为严重，这与所选用扬声器单元本身的频响性能有关，由于本实施例中所选用扬声器单元本身在高于8KHz以后幅频响应有较大衰减，造成了8 元阵列系统的幅频响应也有较大衰减；另外，随着系统输入电压的升高，系统输出声压幅度也会逐渐升高。图32给出了系统装置的总谐波失真曲线，从图中可以看出，在1KHz附近的低频区域，总谐波失真较大，说明系统在低频段输出信号的音质水平较差，而在远离低频段之后，系统输出信号的谐波失真较小，一般情况下都在1%以下；另外，随着输入信号电压幅度的升高，系统谐波失真逐渐变大，在个别频点上，谐波失真变化较严重。 [0191] 为了说明系统装置所具有的空域局部声场控制能力，我们仿真了在阵元间距较大时8元线阵列的声场分布情况。如图33所示，我们按0.1m阵列间距在空间位置上布放了8个扬声器单元组成线阵列；然后，将1KHz单频正弦信号送到系统中，由Δ-∑调制器产生出3比特Δ-∑编码信号后，再转换为8个通道的2元数据码流，并送至这8个扬声器单元进行空间辐射，通过线性叠加这些单元的辐射声场，我们获得了8元阵列的空域声场分布和总谐波失真曲线，如图34、35和36、37所示。图34给出了在辐射半径r为5m处，该系统在空间位置上所辐射声场的幅度分布图，图35给出了当θ=0度、ф从-90度到+90度变化的过程中，系统辐射声场幅度变化曲线。从这些曲线上可以看出，在线阵列的对称轴附近区域内声压分布较平坦，变化较为缓慢，在偏离线阵列对称轴较远的空间区域内，声压衰减较大，约有25dB的声压衰减，这说明了本系统装置具有一定的空域声场控制能力，通过选择较大的阵列孔径和较多调制的比特位数，本装置能够在阵列的轴向对称区域内保持较大的声压分布，在偏离对称区域后，声压分布有明显的衰减。图36给出了在辐射半径r为5m处，该系统在空间位置上所辐射声场信号的总谐波失真分布图，图37给出了当θ=0度、ф从-90度到+90度变化的过程中，该系统在各方位上所辐射声场信号的总谐波失真变化曲线。观察这些曲线可以看出，在阵列的对称轴附近区域内，总谐波失真较小，说明信号音质水平较好，在偏离阵列对称轴较远的空间区域内，总谐波失真迅速上升，说明信号音质水平明显变差。 [0192] 通过这些仿真曲线，能够看出，依据本发明制作的系统装置，在阵列具有较大孔径尺度的情况下，具有较为明显的声场控制效果，该声场控制效果与常规的线阵列波束形成不同，因为该系统的各阵元通道所辐射的信号都是音源信号的部分比特位信息，而常规波束形成的各阵元辐射信号都是音源信号的副本，正因为 该系统各阵元辐射信号的信息量不同，使得该系统所产生的声场在空间上不仅仅存在声压幅度的大小变化，而且还存在着谐波失真、可懂度及音质水平方面的大小变化，这说明依据本实用新型制作的系统装置，具有较好的局部声场控制能力，从而为语音的私密传输提供了一种较好的实现方式。 [0193] 最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。 |
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