| 序号 | 专利名 | 申请号 | 申请日 | 公开（公告）号 | 公开（公告）日 | 发明人 |
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| 61 | 数据产生方法、数据产生器和使用它们的发送器 | CN03142329.9 | 2003-06-13 | CN100428638C | 2008-10-22 | 松浦彻; 足立寿史 |
| 在以前的案例中，提供适合于实现有效率的数据产生器和发送器的数据产生方法，和用此数据产生器的发送器是困难的。本发明提供原始数据产生器201，从输入的信号产生互相正交的信号I信号和Q信号，和由I信号和Q信号组成的正交信号的幅度分量，delta sigma调制器304delta-sigma-调制幅度分量，第一乘法装置305输出第一数据，这是幅度分量除I信号获得的归一化I数据，乘以delta-sigma-调制的信号获得的。第二乘法装置306输出第二数据，这是这是幅度分量除Q信号获得的归一化Q数据，乘以delta-sigma-调制的信号获得的。 | ||||||
| 62 | 在电路中处理信号的方法和系统 | CN200710193681.8 | 2007-11-19 | CN101202730A | 2008-06-18 | 埃马努耶·弗朗茨斯卡克斯; 乔治·斯费卡斯 |
| 本发明涉及使用两输入PLL的直接和极化调制的方法及系统。本发明包括从输入数据信号Un和反馈信号Yn生成数字信号Wn和Vn。所生成的数字信号Wn和Vn共同带有输入数据信号Un的信息内容，同时还对两输入模拟锁相环(PLL)的非理想性进行了补偿。数字信号Wn(其频率进行了适当的缩放)和Vn作为PLL的输入信号。反馈信号Yn为数字信号，其对应于PLL产生的模拟反馈信号Pt。相应地，通过数字信号Wn和Vn，可自适应地控制PLL以适当地发送输入数据信号Un。 | ||||||
| 63 | 用于电路中处理信号的方法和系统 | CN200710167089.0 | 2007-10-24 | CN101184072A | 2008-05-21 | 埃马努耶·弗朗茨斯卡克斯; 乔治·斯费卡斯 |
| 本发明公开了一种用于电路中处理信号的方法和系统。所述系统包括锁相环(PLL)电路内的至少一个电路，用于在对信号进行直接调制或者极化调制的过程中，对模拟分数N(Frac N)PLL进行自适应和数字控制。 | ||||||
| 64 | 高效率功率调制器 | CN200710085861.4 | 2001-02-02 | CN101039103A | 2007-09-19 | 小伊尔·W·迈克库恩; 温德尔·B·桑德尔 |
| 本发明，一般地说，与作为用极性调制技术的调制器的基本组成部分的功率放大器相结合。这样，可以达到精确的信号产生(包括包络变化)和高能量效率的组合，这种组合以前是不可能的。根据本发明的一个实施例，被调制的无线电(带通)信号发生器产生一般类型的高质量的信号，这些高质量信号特别包括具有可变包络的信号。在将所加的DC功率变换成RF信号功率时以高能量效率产生信号。结果导致对于产品如移动电话手机具有较长的电池寿命。极大地改善了的效率也允许极大地减小(10到1或更多)无线电发射机需要的任何散热片的尺寸，这又极大地降低了价格和尺寸。而且，这些无线电发射机可以在用小的散热片或者甚至没有任何散热片元件，温度上升很小的情况下连续工作。由于允许较长的工作时间，这提供了高的工作可靠性以及较大的总处理能力。本发明的另一个方面允许产生具有宽频带的高质量信号，而不需要工作时的连续反馈。由于极大地简化了发射机电路的设计，制造和复杂性，这进一步降低了成本。 | ||||||
| 65 | 用于全数字正交调制器的方法和设备 | CN200580034197.X | 2005-08-12 | CN101036359A | 2007-09-12 | 奥伦·E·埃利泽; 弗朗西斯·P·克鲁斯; 罗伯特·B·斯塔谢夫斯基 |
| 本发明提供用于复合调制器的全数字正交架构的设备和方法。所述复合调制器可代替现存的现有技术模拟正交调制器结构和那些基于数字极性架构(r，θ)的结构。所述复合调制器(110)包含I开关阵列(120)、Q开关阵列(112)和匹配网络(114)。所述调制器有效地作为复合数字－模拟转换器而操作，其中以笛卡儿形式给出数字输入，即I和Q表示复合数字I+jQ，而输出是具有相应振幅和相移的经调制的RF信号。所述相移是相对于由本机振荡器规定的参考相位，其也被输入到所述转换器/调制器。本发明提供若干实施例，包括并入有双I与Q晶体管阵列、单个共享I/Q晶体管阵列的调制器，具有单端且差分输出的调制器以及具有单和双极性时钟及I/Q数据信号的调制器。 | ||||||
| 66 | 定时调节方法和定时调节设备 | CN200710001585.9 | 2007-01-08 | CN101001077A | 2007-07-18 | 长谷和男; 石川广吉; 札场伸和; 滨田一; 久保德郎 |
| 本发明涉及定时调节方法和定时调节设备。该定时调节方法基于要被放大且表示发送信号在放大前的振幅或功率的要被放大的信号和表示发送信号在放大后的振幅或功率的反馈信号，来检测从其获得发送信号的主信号路径与从其获得电压控制信号的控制信号路径之间的相位误差，对主信号路径和控制信号路径中的至少一个的延迟量进行调节，以便相互抵消所述相位误差，并根据来自控制信号路径的电压控制信号，对来自主信号路径的发送信号进行放大。检测相位误差的步骤可以包括以下步骤：检测要被放大的信号或反馈信号的波形斜率的极性转变点；以及利用检测到的极性转变点来测量所述相位误差。 | ||||||
| 67 | 极化调制器中的数字时间校准 | CN200480015428.8 | 2004-05-07 | CN1799237A | 2006-07-05 | 托马斯·E.·毕得卡; 韦恩·S.·李; 加里·L.·度 |
| 以子采样分辨率数字地控制极化调制器中的幅度(101a)路径和相位(101b)路径的相对计时的方法和设备。本发明的方法和设备使用数字滤波器(111)来近似子采样时间延迟。使用数字信号处理来近似子采样时间延迟的各种计数可被用于实现此近似。理想地，滤波器将具有全通幅度响应和线性相位响应。在实践中，幅度可以是低通，相位可以不是完美地线性的。这样的与理想的响应的偏离将引入一些失真。然而，取决于被处理的特定信号，此失真可以小得可以接受。 | ||||||
| 68 | 具有高功率附加效率的射频功率放大器 | CN200510055750.X | 2001-05-02 | CN1702959A | 2005-11-30 | R·A·梅克 |
| 概括地说，本发明提供了一种在高输出功率下显示出高功率附加效率的射频(RF)功率放大器。该功率放大器的设计基于开关晶体管或受电压控制(对应于场效应晶体管，即FET)或受电流控制(对应于双极晶体管)而不受两者同时控制这一观察结果。因此，激励放大器不需产生功率使末级以开关方式动作。这一观点同传统知识，即高效率功率放大器级间阻抗匹配设计概念正好相反。在电压和电流必然同时存在的通带(谐振)网络(例如RF功率放大器)中，不可能仅产生电压波形或电流波形。本发明的一个特点是，电压(或电流)波形幅值保持不变时，功率传递非但未最大化，功耗反而降低了。本发明的另一个特点是，激励级同末级均设计为开关操作方式。在此情况下，级间网络设计与E类输出级设计相似。然而，级间网络的目的不是在负载两端产生最大功率(如同E类输出级)，而是在激励级负载(即开关输入)两端产生最大电压。在该方案中，开关的输入激励应足够高，以降低激励级的工作电压。激励级工作电压的降低进一步降低了激励级的DC电源功率，从而提高了PAE。 | ||||||
| 69 | 数字变频器 | CN200410097393.9 | 2004-11-29 | CN1622449A | 2005-06-01 | 岸孝彦 |
| 本发明提供了一种数字变频器，尽管包括数字信号处理过程，但是在EER方案中，该数字变频器仍可以保持高功率效率。输入调制信号被转换为极坐标类型的相位信息和振幅信息。输出振幅信息，作为数字变频器的振幅信息。同时，利用加法器，使累加器输出的、对应于进行变频的相位数据PD的后“Q”位数的频率f2的相位变化与相位信息相加。此外，利用内插器，对该加法器输出的相位信息的采样频率进行上采样，此外，将频率f3的相位变化转换为直角坐标类型的调相信号，然后，将它作为数字变频器的相位信息输出。 | ||||||
| 70 | 一种无线话筒中语音和控制信号传输方法及传输器 | CN200310107864.5 | 2003-10-13 | CN1607742A | 2005-04-20 | 高建平 |
| 本发明公开了一种无线话筒中语音和控制信号传输方法及传输器，在传输方法中，直接将语音模拟信号和控制信号进行混合、直接调频发射发送给接收端，而不必将语音模拟信号经过模数转换和压缩，再进行合混合和高频调频发射，在传输器的接收端用滤波或解码等方式分离出语音模拟信号和控制信号。因此，本发明的语音信号可以利用较为成熟的调频收发方式，而控制信号又可以低码流方式传送，不必采用高码流传输专用的昂贵的集成电路，与传统的传输方法相比，既保证了语音音质又降低了成本，使语音音质和成本之间均能有效地兼顾。 | ||||||
| 71 | 数据产生方法、数据产生器和使用它们的发送器 | CN03142329.9 | 2003-06-13 | CN1469552A | 2004-01-21 | 松浦彻; 足立寿史 |
| 在以前的案例中，提供适合于实现有效率的数据产生器和发送器的数据产生方法，和用此数据产生器的发送器是困难的。本发明提供原始数据产生器201，从输入的信号产生互相正交的信号I信号和Q信号，和由I信号和Q信号组成的正交信号的幅度分量，delta sigma调制器304delta－sigma－调制幅度分量，第一乘法装置305输出第一数据，这是幅度分量除I信号获得的归一化I数据，乘以delta－sigma－调制的信号获得的。第二乘法装置306输出第二数据，这是幅度分量除Q信号获得的归一化Q数据，乘以delta－sigma－调制的信号获得的。 | ||||||
| 72 | 利用极化调制产生线性已调信号的方法及装置 | CN99811811.7 | 1999-10-06 | CN1130817C | 2003-12-10 | B·林多夫; H·艾立森 |
| 一种在极化调制系统中产生线性已调信号的装置和方法。发射信号被分成相位分量和振幅分量，在相位调制器中用相位分量调制载波信号，产生相位失真。补偿器通过修正振幅分量来补偿相位调制器产生的相位失真。由已补偿的振幅分量对相位已调载波信号进行振幅调制，以便产生线性已调信号。 | ||||||
| 73 | 具有高功率附加效率的射频功率放大器 | CN01812177.2 | 2001-05-02 | CN1440589A | 2003-09-03 | R·A·梅克 |
| 概括地说，本发明提供了一种在高输出功率下显示出高功率附加效率(PAE)的射频(RF)功率放大器。该功率放大器的设计基于开关晶体管或受电压控制(对应于场效应晶体管，即FET)或受电流控制(对应于双极晶体管)而不受两者同时控制这一观察结果。因此，激励放大器不需产生功率使末级以开关方式动作。这一观点同传统知识，即高效率功率放大器级间阻抗匹配设计概念正好相反。在电压和电流必然同时存在的通带(谐振)网络(例如RF功率放大器)中，不可能仅产生电压波形或电流波形。本发明的一个特点是，电压(或电流)波形幅值保持不变时，功率传递非但未最大化，功耗反而降低了。本发明的另一个特点是，激励级同末级均设计为开关操作方式。在此情况下，级间网络设计与E类输出级设计相似。然而，级间网络的目的不是在负载两端产生最大功率(如同E类输出级)，而是在激励级负载(即开关输入)两端产生最大电压。在该方案中，开关的输入激励应足够高，以降低激励级的工作电压。激励级工作电压的降低进一步降低了激励级的DC电源功率，从而提高了PAE。 | ||||||
| 74 | 用于通过噪声前馈减少振荡器噪声的方法和装置 | CN00805671.4 | 2000-03-28 | CN1345482A | 2002-04-17 | P·W·登特 |
| 一种用于减少被发射的无线电信号中的相位噪声的电路,包括第一锁相环电路(12),其包括用于以第一希望频率产生第一输出信号(20)的第一受控振荡器(18)和用于产生第一误差信号(34)以控制所述第一受控振荡器的第一相位比较器(32),所述第一误差信号代表所述第一输出信号和所述第一希望频率之间的相位差。第二锁相环电路(16)包括用于以与所述第一希望频率相关的希望的发射频率产生第二输出信号的第二受控振荡器(50),和用于产生代表所述第一输出信号和所述希望发射频率之间相位差的第二相位误差信号(58)的第二相位比较器(56)。加法器(74)组合所述第一和第二误差信号以控制所述第二受控振荡器(18),借此减少或消除由所述第一受控振荡器在作为一个无线电信号以所述希望发射频率发射的所述第二输出信号中产生的相位噪声。 | ||||||
| 75 | 射频放大器中幅度调制到相位调制的消除方法 | CN99814161.5 | 1999-11-16 | CN1329773A | 2002-01-02 | 小W·O·坎普; J·A·施朗; C·戈雷; J·曼尼尔斯特拉勒 |
| 用于发射机的一种RF放大器产生一个代表RF信号的理想相位调制的相位调制指令和一个代表RF信号的理想幅度调制的幅度调制指令。一个振荡器,它根据相位调制指令产生一个相位调制的RF输入信号。一个功率放大器接收RF输入信号并且根据幅度调制指令放大这一RF输入信号,产生一个RF输出信号。将调制控制的操作与振荡器相联系。调制控制包括用来存储相位校正信息的相位存储器,使幅度调制指令与相位调制误差相互关联,以及用来根据相位调制误差改变相位调制指令的相位控制装置,以校正由功率放大器的幅度调制产生的无意识的相位误差。 | ||||||
| 76 | 使功率放大器中的调幅线性化的电路和方法 | CN99813445.7 | 1999-11-04 | CN1326612A | 2001-12-12 | 小W·O·坎普; J·施朗; C·戈雷; R·D·贝施; D·阿派尔 |
| 一种RF放大器包括一个振荡器,用于产生要发送的RF输入信号。一个功率放大器接收RF输入信号,并放大该RF输入信号以产生RF输出信号。一个放大器控制电路同该振荡器和该功率放大器协同进行工作。该放大器控制电路包括用于产生表示RF输出信号的希望振幅的控制信号的装置。一个存储器存储使RF输出信号的实际振幅与该控制信号相关联的校正信息,并且一个控制装置使用通过响应希望振幅的校正信息而修正的控制信号来改变功率放大电路的电源电压。 | ||||||
| 77 | 低失真功率放大器 | CN98801051.8 | 1998-04-28 | CN1234922A | 1999-11-10 | 罗纳尔德·吉恩·迈尔斯; 尤金·伯那德·西格诺; 罗伯特·米切尔·杰克逊 |
| 一个用于有效的低失真的功率放大的方法和设备包括一个包络检测器(220),一个差分放大器(130),一个包络放大器(270)和一个功率放大器(260)。通过一个第二个包络检测器(120)提供一条从输出端到差分放大器(130)的反馈路径。反馈电路工作在RF信号的包络的带宽而不是RF带宽上。一个包络放大器(270)包括一个差分放大器(272),一个脉宽调制器(275),一个驱动器(280),诸开关晶体管(285),一个低通滤波器(290)和一个电压调节器(292)。一条在包络放大器内部的反馈路径减少了由低通滤波器(290)引入的延时。诸组合的反馈环路在一起工作减少了失真并降低了诸互调产物。 | ||||||
| 78 | 供电功率注入受调制包络控制的线性微波功率放大器 | CN95193487.2 | 1995-06-06 | CN1150504A | 1997-05-21 | 丹尼利·里卡迪; 安东尼奥·阿比亚蒂; 卡洛·波利 |
| 放大器由一GaAsFET组成，一已调微波输入信号QAM到达该处。本电路起源于观察到该FET扩散矩阵S参数与低于标称值某一范围的工作点(VDS，IDS)略微有关。因而对于低输入信号值有可能以接近标称值一半的VDS和40％标称值的IDS来作该GaAsFET的偏置，从而从一第一供电源节省可观的功率而不引入明显失真。调制色络被检波而其尖峰被用来切换从该第一供电源到具有较高电压的第二供电源。该第二供电源的尖峰电流通过一双极型晶体管(BJT)到达该FET而来自该第一供电源的低电平电流通过串联的二极管与电感器到达，该电感器补救该二极管的迟缓。 | ||||||
| 79 | 用以使用DPLL来测量和补偿DCO频率失真的方法和系统 | CN201210541322.8 | 2012-12-14 | CN103166635B | 2016-08-03 | G.利普马; B.热肖瓦 |
| 本发明涉及用以使用DPLL来测量和补偿DCO频率失真的方法和能力。本发明的一个实施例涉及一种具有数模转换器、第一输入端、求和部件、补偿滤波器和补偿单元的通信系统。该转换器被配置成接收第一信号。该第一输入端被配置成接收调相信号。补偿滤波器生成已滤波频偏信号以缓解频率失真，诸如来自数控振荡器的那些。补偿单元包括一个或多个输入端并被配置成根据已滤波频偏信号和所述第一信号来生成修正信号。该修正信号至少部分地说明来自调幅路径的调相信号的估计失真并缓解频率引发的失真。求和部件被配置成接收调相信号和修正信号并生成已修正调相信号作为结果。 | ||||||
| 80 | 具有理想IQ组合的切换模式功率放大器 | CN201510726069.7 | 2015-10-30 | CN105577129A | 2016-05-11 | 吉里什·拉金德郎; 拉凯什·库马尔; 阿洛克·普拉卡什·乔希; 苏巴希什·幕克吉; 克里希纳斯瓦米·程加拉吉安; 阿普·西瓦达斯 |
| 本发明涉及具有理想IQ组合的切换模式功率放大器。一种I转换器(502)基于接收的I数据输出I符号数据及I量值数据。一种Q转换器(504)基于接收的Q数据输出Q符号数据及Q量值数据。一种I时钟(404)基于所述I符号数据产生I相。一种Q时钟(406)基于所述Q符号数据产生Q相。一种I调制器(514)基于所述I量值数据产生I量值脉冲流。一种Q调制器(516)基于所述Q量值数据产生Q量值脉冲流。一种数字逻辑组件(518)基于所述I相、所述I量值脉冲流、所述Q相及所述Q量值脉冲流产生输出信号。一种功率放大器(526)基于所述输出信号产生放大信号。 | ||||||
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