图25显示常规发送器的例子(例如，日本专利公开号No.2002-325109 合并在此作为参考)。在图25中，数据产生器5001的两个输出端输出互 相正交的I数据(I信号)和Q数据(Q信号)。这些数据输出到调制器 5002调制。从调制器5002输出的信号由放大器5006放大。然后放大的 信号从天线5007发射。
然而，在图25中显示的发送器中，从天线5007输出的信号的包络变 化显著。为了阻止信号在发送器中退化，放大器5006必须是线性的。为 了保证放大器5006的线性，使得放大器5006消耗更多的功率。

考虑到这些问题，本发明的目标是提供数据产生器和适合于实现有效 率的发送器的数据产生方法。
为实现上述目的，一种数据产生方法，包括步骤：
输入信号，从所述输入的信号产生由I信号和Q信号组成的正交信号；
获得所述正交信号幅度信号；
将所述正交信号幅度信号转换为具有两个值的信号，以产生离散的幅 度数据；
用所述正交信号幅度信号除I信号获得归一化I数据，归一化I数据 与离散的幅度数据相乘获得第一数据，并输出所述的第一数据；
用所述正交信号幅度信号除Q信号获得归一化Q数据，归一化Q数 据与离散的幅度数据相乘获得第二数据，并输出第二数据，其中，下述两 个条件之一将被满足：
delta-sigma调制的信号由具有大小相同符号相反的有两个值的实数 组成；
delta-sigma调制的信号由包括0和除了0的实数的两个值构成。
附图说明
图1是本发明实施例1的数据产生器运行的图例；
图2是本发明实施例1的数据产生器运行的图例；
图3是本发明实施例1的数据产生器运行的图例；
图4是本发明实施例1的数据产生器运行的图例；
图5是本发明实施例1的数据产生器运行的图例；
图6是本发明实施例1的数据产生器运行的图例；
图7是本发明实施例1的数据产生器运行的图例；
图8是本发明实施例1的数据产生器运行的图例；
图9是本发明实施例1的数据产生器运行的图例；
图10是本发明实施例2的配置发送器的方框图；
图11是本发明实施例2的配置发送器的方框图；
图12是本发明实施例2的部分发送器配置的方框图；
图13是本发明实施例2的发送器特性的图例；
图14是本发明实施例2的发送器特性的图例；
图15是本发明实施例2的发送器特性的图例；
图16是本发明实施例2的发送器特性的图例；
图17是本发明实施例2的发送器的配置的方框图；
图18是本发明实施例2另一例子的发送器的配置的方框图；
图19是本发明实施例2另一例子的发送器的配置的方框图；
图20是本发明实施例1的数据产生器一些部件的例子的方框图；
图21(A)是本发明实施例2的数据产生器一些部件的例子的图例， 图21(B)是显示在图21(A)中显示的电路的运行的图例；
图22是本发明实施例1的数据产生器另一例子的配置的方框图；
图23是本发明实施例2的发送器另一例子的配置的方框图；
图24是本发明实施例1的数据产生器另一例子的配置的方框图；
图25是常规发送器的配置的例子的方框图；
图26是本发明实施例2的发送器的变更的方框图；
图27是使用在图26中显示的发送器的幅度调制装置的例子的方框 图；
图28是本发明实施例2的发送器的变更的方框图；
图29是本发明实施例2的发送器的另一变更的方框图；
图30是本发明实施例1的数据产生器的特性的图例；
图31是本发明实施例2的发送器的配置例子的方框图；
图32是本发明实施例2的发送器的配置变更的方框图；
图33是本发明实施例2的发送器的配置变更的方框图。

(实施例1)
参考图11，给出本发明实施例1的数据产生器配置的描述。
原始数据产生器301是本发明原始数据产生装置的例子，从输入的信 号产生互相正交的I信号和Q信号(这是I信号和Q信号组成正交信号) 和幅度信号(I2+Q2)1/2。作为本发明的第一除法装置的例子，除法器302 的一个输入与输出I信号的原始数据产生器301的输出连接。作为本发明 的第二除法装置，除法器303的一个输入与输出Q信号的原始数据产生 器301的输出连接。
作为本发明的Delta sigma调制装置的例子，Delta sigma调制器304 与输出幅度信号的原始数据产生器301的输出连接。此外，原始数据产生 器301的幅度信号输出也与除法器302的另一个输入和除法器303的另一 个输入连接。
作为本发明的第一乘法装置的例子，除法器302的输出连接乘法器 305的输入。作为本发明的第二乘法装置的例子，除法器303的输出连接 乘法器306的输入。此外，乘法器305和乘法器306任一个的另一输入连 接Delta sigma调制器304的输出。输出端子307和308分别连接乘法器 305和306的输出。
现在，给出配置为以上描述的数据发生器的运行的描述。图1原理性 的显示下面描述的运作。
由原始数据产生器301输出的幅度信号(I2+Q2)1/2输入到Delta sigma 调制器304。Delta sigma调制器304输出两个值的任一个，包括-a和+ a(a：正实数)(即，两个值大小相同符号相反)，作为Delta sigma调制 信号。
另一方面，原始数据产生器301产生的I信号输入到除法器302，并 用从除法器302的另一输入端输入的幅度信号除，获得归一化的I数据(I/ (I2+Q2)1/2)。此归一化的I数据从除法器302输出，然后输入到乘法器 305。输入到乘法器305的归一化的I数据与从乘法器305的另一输入端 输入的Delta sigma调制信号(±a)相乘，获得第一数据(±aI/(I2+Q2) 1/2)。通过输出端子307从乘法器305输出获得的第一数据。
此外，由原始数据产生器301产生Q的信号输入到除法器303。如上 描述，归一化的Q数据(I2+Q2)1/2从除法器303输出，然后与Delta sigma 调制信号(±a)相乘，获得第二数据(±aQ/(I2+Q2)1/2)。通过输出端 子308从乘法器306输出第二数据。
如以上描述获得的第一和第二数据正交调制，获得有常数包络的信 号。给出特殊描述的例子，其中用π/4移相QPSK作为输入到原始数据产 生器301的信号的调制方法。假设字符速率是21kHz。
假设提供的数据I和数据Q如图2和图3所示。图4是表示数据I和 数据Q之间关系的矢量图。图5显示从数据I和数据Q计算的正交信号 的幅度(I2+Q2)1/2。然后获得的幅度信号由delta sigma调制器304delta -sigma调制(这是由delta-sigma-调制量化的)。在此情况中，delta sigma 调制器304有设置为5.376MHz的时钟频率，这是字符速率的256倍。又 假设delta sigma调制器304有第一级，delta sigma调制器304输出两个值 -1.5和+-1.5。delta sigma调制器304输出的信号与归一化的I数据和 归一化的Q数据相乘，分别获得第一数据和第二数据。
图6显示I数据(记为I)，Q数据(记为Q)，幅度数据(记为MAG)， 从delta sigma调制器304的输出(MAG_DSM)，第一数据和第二数据(分 别记为I_DSM和Q_DSM)。此图只显示起始的400数据点。图7是显示 第一数据和第二数据之间关系的矢量图。此图只显示起始的512数据点， 但指出所有的点在同一周界上。即，由第一和第二数据组成的正交信号的 幅度分量是固定值和有固定值。这意味着正交信号的包络由具有固定值的 第一和第二数据调制。
如果以上的数据产生器用于构成显示在图17的发送器，数据产生器 随后的放大器不需要是线性的。因此，实现数据产生器和使得实现有低功 耗的有效率的发送器可能，成为可能。图8显示用振荡器测量从矢量调制 器502输出获得的波形。
在以上的描述中，为了确定归一化的I和Q数据，从原始数据产生器 301输出的I和Q数据分别由除法器302和303除，外部的连接原始数据 产生器301。然而，可期望在原始数据产生器201的内部构建除法器302 和303。在此情况中，数据产生器配置为如图10所示，其中，与幅度信 号一起原始数据产生器201输出归一化的I和Q数据。其它部分与在图 11中的数据产生器的相似。
此外，在上面的描述中，delta sigma调制是二进制的并有+a或-a 值。然而，可期望此信号是二进制的并有0或除了0的实数。在此情况中， 由开和关有常数包络的信号，显示由第一和第二数据组成的信号(如图 30所示)。因此，数据产生器随后的放大器不需要是线性的。因此，得到 相似于上面描述的效果。
此外，在上面的描述中，delta sigma调制器304有第一级。然而，可 能有更高阶。图20显示第四-级delta sigma调制器的配置。此高阶delta sigma调制器的使用使得量化噪声减小到接近要求的波长。
(实施例2)
现在，给出如在实施例1中描述的用数据产生器输出第一和第二数据 构成发送器的情况的描述。图17显示有这样配置的发送器。
在配置为在图17中显示的发送器中，输出第一和第二数据的数据产 生器501，连接矢量调制器502，作为根据本发明矢量调制器装置的例子。 矢量调制器502的输出连接放大器503，作为根据本发明放大调制信号放 大装置的例子。放大器503的输出连接带通滤波器504，作为根据本发明 带通滤波器装置的例子。天线505连接带通滤波器504的输出。
现在，给出此发送器的描述。数据产生器501输出的第一和第二数据 输入到矢量调制器502，然后矢量-调制这些数据。从矢量调制器502输 出的信号输入到放大器503。放大器503放大此信号至期望的信号强度。 然后，通过带通滤波器504从放大器503输出的信号的特定频带通过。然 后滤波的信号从天线505发送。
图8和图9分别显示从矢量调制器502的瞬间的波形(测量值)和频 譜(测量值)。图8指出从矢量调制器502的输出信号有常数包络。图9 指出矢量调制器502提供期望的频譜。
如上面描述的，调制从数据产生器的输出获得的信号有常数包络，即， 包络不变化。因此，数据产生器随后的乘法器和放大器不需要是线性的。 这使得实现有效率的发送电路是可能的。
在上面本实施例的描述中，在从天线505发送前，调制和放大从数据 产生器501产生的信号。然而，在放大和发送前，调制和上频转换从数据 产生器501产生的信号。在此情况中，例如，如图18所示，配置发送器。
在图18中显示的发送器配置中，乘法器603的一个输入连接矢量调 制器602。信号发生器604的输入连接放大器603的另一个输入。带通滤 波器605连接放大器603的输出。放大器606的输入连接带通滤波器605 的输出。放大器606，带通滤波器605，和天线608相当于和运行在相似 于示于图17的放大器503，带通滤波器504，和天线505。
用这样的安排，从矢量调制器602输出的信号与信号发生器604产生 的信号相乘。已作期望的上频转换的部分相乘的信号通过带通滤波器605 然后输入到放大器606。即用这样的安置和运行，可产生相似于上面描述 的效果。
此外，如在图31中描述的，可期待隔离器506插入放大器503和带 通滤波器504之间。隔离器506的插入适合于在宽频率范围上完成固定负 载阻抗，而在放大器503中不引起不希望的损坏。
此外，在本实施例的描述中，数据产生器501的输出直接作矢量-调 制。然而，可期待从数据产生器501的输出可用低通滤波器调制。图12 显示此数据产生器的配置。在显示于图12的数据产生器中，低通滤波器 402和403分别与数据产生器501的第一和第二数据输出连接。只要低通 滤波器402和403的截止频率都高于数据产生器501内部的delta sigma 调制器304的时钟频率的一半，数据产生器501随后的设备相对于从数据 产生器501输出的信号不需要是线性的。这是因为只有时钟段的数据必须 放大和发送并有固定值。
图15和图16显示如果使用如低通滤波器402和403的凸起余弦型的 数字低通滤波器获得的频谱波形。在此情况中，截止频率是7MHz，复制 (roll off)  因子α＝0。这些图指出远频信号被抑制，而不影响所希望的 波形。作为比较，图13和图14显示如果从数据产生器501输出的信号直 接正交调制获得的频谱波形。尽管使用如在实施例1中同样的调制波，这 些图指出量化噪声播及宽的频带。
如果用这样的数据产生器构建显示于图17或图18中的发送器，低通 滤波器402和403除去部分量化噪声。这减轻了对带通滤波器504和607 性能的要求。
此外，在上面的描述的在图17或图18中的发送器中，矢量调制器 502和602有如在图19中显示的正交调制器相同的配置。
特别是，在显示在图19中的配置中，数据产生器501的第一和第二 数据输出连接乘法器702，作为根据本发明的第三乘法装置的例子，连接 到乘法器703作为根据本发明的第四乘法装置的例子。乘法器702和703 连接移相器704作为根据本发明的移相装置的例子。移相器704连接信号 发生器705作为根据本发明的信号发生装置的例子。此外，乘法器702和 703的输出连接组合器706。组合器706的输出连接到输出端子707。
根据如上面描述配置的正交调制器，从数据产生器501输出的第一和 第二数据输入到任一乘法器702和703的输入之一。信号发生器705输出 的信号通过移相器704输入到任一乘法器702和703的另一输入。这里， 移相器704调整输入到702和703的信号，因此这些信号有90°的移相。 由组合器706组合从乘法器702和703的输出。从端子707输出组合的数 据。
在上面的描述中，从各delta sigma调制器的输出是二进制的。然而， 为了减小量化噪声可以期望输出有更多值。然而，在此情况中，随后的放 大器的非线性产生问题。这样，原始的第一和第二数据预先受损。即，第 一和第二数据预先受损(就是先损坏)，考虑放大器的非线性因此从放大 器输出的信号匹配原始的无损坏第一和第二数据。然后，受损的数据只是 必须相应于包络的0，a，和2a。这减小了要求的存储器的数量。
特别是，在先前的技术中，幅度(I2+Q2)1/2有许多可能值，这样需 要非常大的存储器容量。然而，用上面的方法，数据只是相应于0，a， 和2a。这样在抑制非线性损坏时有可能明显的减小要求的存储器的数量。
此外，在另一装置中，如果从每个delta sigma调制器的输出有多于两 个的值，多个放大器如图21(A)显示的并行连接。然后，由开关903到 906的开或关至少选择一个放大器连接到各自的放大器，因此每一开关前 或后位于相应的放大器。这样，包络改变。例如，无输出时，开关903到 906关闭不选择放大器901和902。为了输出低的包络，开关903和904 开启而开关905和906关闭只选择放大器901而不选择放大器902。为了 输出高的包络，开关905和906开启而开关903和904关闭只选择放大器 902而不选择放大器901(见图21(B))。
在上面的描述中，有各矢量调制器最后部分的性能可用数字信号处理 代替模拟信号处理来执行。例如，用数字信号处理执行有各矢量调制器的 最后部分的性能，不需要模拟电路，这样简化了配置。用数字信号处理， 执行有从矢量调制器输出的最后处理，并把模拟电路连接到放大器503， 因此如在图32中显示的前者跟随着后者，可能提供有简单配置的有效率 的发送器。
此外，delta sigma调制器的时钟频率必须高于它的字符频率。例如， 这个时钟频率是符号频率的128倍。因此，D/A变换器必须运行在高速度 下。当所有的从矢量调制器输出的处理结果在D/A转换前数字的执行时， D/A变换器必须能获得高的速度和高的上升分辨率。因此，方法的实现或 是否能实现根本上是困难的，要消耗更多的功率。因此，在这情况中，有 从矢量调制器输出的安排的结果如图22显示。
特别是，乘法器A07(第一乘法装置)通过D/A变换器A04连接原 始数据产生器201的归一化I数据输出(本发明的第一D/A变换器)。此 外，乘法器A08(第二乘法装置)通过D/A变换器A05连接原始数据产 生器201的归一化IQ数据输出(本发明的第二D/A变换器)。上取样装 置A02连接原始数据产生器201正交信号幅度分量的输出。delta sigma 调制器A03连接上取样装置A02的输出。D/A变换器A06(本发明的第 三D/A变换器)连接delta sigma调制器A03的输出。D/A变换器A06的 输出连接到乘法器A07和A08的输入。
这里，D/A变换器A04和A05必须能获得高的上升分辨率但不需要 运行在高的速度。另一方面，D/A变换器A06必须运行在高的速度但不 需要能获得高的上升分辨率。用这样的安排，作为全部的数字信号处理单 元A11(对乘法器A07输入的安排结局)能获得所要求的高的速度和高 的上升分辨率。
如果D/A变换器的速度和上升分辨率过剩到某个程度，可以配置发 送器，使得D/A变换器连接到如图10到图12(即，第四D/A变换器连 接到第一数据输出，第五D/A变换器连接到第二数据输出)中显示的配 置的数据产生器的输出。用这样的安排，可提供有简单配置有效率的发送 器。
此外，在上面描述的发送器中，量化噪声产生问题。特别是，在上面 的描述中，第一和第二数据分别定义为I1和Q1，除了delta sigma调制I 和Q获得的所需要的信号外I1和Q1包含量化噪声。如果用带通滤波器去 除量化噪声，需要窄带滤波器。此外，如果发送器的频率是可变的，滤波 器的通带必须是可变的。获得具有最小损失的任一安排是困难的。即使能 完全获得，电路的大小必须增加。
在此情况中，使用示于图23中的发送器。特别是，量化噪声发生器 B01连接到数据产生器501。数据产生器501的输出通过矢量调制器B02 连接到组合器B06的一个输入，作为根据本发明的第一矢量调制装置的 例子，放大器B04作为根据本发明的第一放大装置的例子。量化噪声发 生器B01的输出通过矢量调制器B03连接到组合器B06的另一个输入， 作为根据本发明的第四矢量调制装置的例子，放大器B05作为根据本发 明的第二放大装置的例子。
量化噪声发生器产生和输出I1和I之差，作为相当于量化噪声的第一 量化噪声数据I11(即，I11＝I1-I)，产生和输出Q1和Q之差作为相当于量 化噪声的第二量化噪声数据Q11(即，Q11＝Q1-Q)。使用数据I11和Q11调制 的信号与使用I1和Q1调制的信号反相组合(或前面的信号由维持相位不变 对它们加负号后组合)。这样去除了量化噪声。在图23中显示的发送器中， 显示在图22中的数据产生器可用于代替数据产生器501。相反的相位相 当于180°的相位差但可也相当于170°和190°之间或160°到200°之间的相 位差。在此情况中，可产生相似于上面描述的效果。
然而，单用上面的方法在宽范围内去除量化噪声实际上是困难的。因 此，在如上面描述的预先确定的带宽中消除量化噪声。使用带通滤波器去 除留在预先确定的带宽外的量化噪声。此带通滤波器实际上不需要陡直的 特性(邻近的信号不需要抑制)。
此外，可期望在矢量调制前使用如示于图33的低通滤波器B08，从 基带数据中去除不希望的信号。此安排避免了在宽频率范围内输入到放大 器B05的大功率。
此外，在上面的描述中，没有考虑各delta sigma调制器的可能延迟。 特别是，使用高阶delta sigma调制器时，延迟可能产生问题。在此情况中， 数据产生器可配置为如图24所示。即，显示于图24的数据产生器是显示 于图10的数据产生器，其中作为根据本发明的第一延迟装置例子的延迟 单元D07，插入到原始数据产生器201的归一化I信号输出和乘法器305 之间，其中作为根据本发明的第二延迟装置例子的延迟单元D08，插入到 原始数据产生器201的归一化Q信号输出和乘法器306之间。在延迟单 元D07和D08中的延迟量相当于在delta sigma调制器中的延迟量。
用此安排，输入到乘法器305和306的信号的延迟与在delta sigma 调制器304中的延迟相关。因此，可以校正在delta sigma调制器中的延迟。 使用延迟电路的安排也可用于其它的数据产生器。例如，如果在示于图 11的数据产生器中，校正在delta sigma调制器304，如上面描述的第三和 第四延迟装置可分别连接到原始数据产生器301的I信号输出和除法器 302之间，和原始数据产生器301的Q信号输出和除法器303之间。
此外，在上面的描述中，在作矢量调制前，归一化I和Q信号分别为 delta-sigma-调制成的第一和第二数据。然而，在作delta-sigma-调制 前，这些数据需作角-调制或此类。图26显示此例子。数据产生器1003 输出归一化I数据，Q数据，和delta-sigma-调制的幅度信号。归一化I 和Q数据输入到调制器1004作正交调制。从调制器1004输出的信号输 入到幅度调制器1005。然后幅度调制器1005用delta-sigma-调制的幅 度信号幅度-调制此信号。
图27显示幅度调制器1005配置的特殊例子。参考数字1104和1105 表示匹配电路。参考数字1106和1107表示基本电路。角-调制信号输入 到输入端子1101。delta-sigma-调制的幅度信号输入到任一门供电端子 1108或漏供电端子1109。由此控制在晶体管1103的门或漏电压，控制从 输出端子1102输出的包络的大小是可能的。如果输入有三个或更多的值， 幅度调制器1005可如图21(A)所示的配置，只要有这些安排和运行， 可获得相似于上面描述的效果。
此外，在根据上面描述的本发明的发送器中，可期望根据发送器发送 功率强度改变矢量调制装置。图28显示此情况的配置。
数据产生单元1201输出I信号，Q信号，和对信号处理单元1202和 矢量调制器的它们的幅度分量。信号处理单元1202执行相似于实施例1 描述的运作，从输入的I和Q信号产生第一和第二数据和它们的幅度分量。 从信号处理单元1202输出的第一和第二数据由矢量调制器1203作角-调 制。另一方面，从数据产生单元1201输出的I和Q信号由矢量调制器1204 作矢量-调制。
在此情况中，当根据本发明的发送器输出的发送信号强度等于或大于 预先确定的值时，发送功率控制单元1210控制开关1205选择矢量调制器 1203。当根据本发明的发送器输出的发送信号强度小于预先确定的值时， 发送功率控制单元1210控制开关1205选择矢量调制器1204。通过增益 可变放大器1206，放大器1207，和带通滤波器1209，输出选择的调制信 号作为发送信号。这样根据发送功率的大小改变矢量调制器1203和1204， 能有效的输出发送信号。即，当发送功率小于预定量时，包括delta sigma 调制装置的信号处理单元1202不需要工作。因此功耗降低。
在示于图28的例子中，数据产生单元1201和信号处理单元1202相 当于根据本发明的数据产生器。矢量调制器1203相当于根据本发明的第 一矢量调制装置。矢量调制器1204相当于根据本发明的第二矢量调制装 置。这里，矢量调制器1203和1204是正交的或极性调制器。
此外，在示于图28的例子中，发送功率控制单元1210可控制的开和 关各部件的运作。它关闭不用线路的供电。
此外，在示于图28的例子中，可期望矢量调制器1203和矢量调制器 1204可用单个矢量调制器代替。图29显示此情况配置的例子。矢量调制 器1303相当于根据本发明的第三矢量调制装置。
在上面的描述中，根据本发明的变换装置相当于各delta sigma调制 器。然而，根据本发明的变换装置不限于delta sigma调制器。可以是delta sigma调制器或能变换离散包络为模拟信号的此类装置。此外，根据本发 明的变换装置能把信号变换为有低于原始信号的幅度分量分辨率的信号。 在此情况中，可产生相似于上面描述的效果。
然而，上面描述的矢量调制器包括正交调制，极性调制，幅度调制， 角调制，和频率调制。
根据本发明，有可能提供数据产生器和适合实现有效率的发送器的数 据产生方法，和使用此数据产生器的发送器。