一种实现小频率比的双频极化可重构天线
阅读：947发布：2022-10-06
专利汇可以提供一种实现小频率比的双频极化可重构天线专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 公开了一种实现小 频率 比的双频极化可重构天线，属于天线技术领域。本发明包括：介质基片、金属地板、 微波 开关 以及共面 波导 和 辐射 单元。金属地板位于介质基片的上表面，金属地板的中间开一个正方形口，正方形口的左右两边通过微波开关各加载两个T形枝节，正方形口的下边为经 馈线 演变成的“山”形枝节；在共面波导靠近正方形口的一端，其缝隙呈锥度逐渐变宽，并与正方形口相交。本发明将天线的多频段技术与圆极化技术相结合，既保持了微带天线的低剖面、低成本、低交叉极化的特性，又具有双频带且小频率比(即两个工作频带间隔小)的特点。可应用于雷达和通讯系统等方面，如 飞行器 、舰船、车载装置等系统上。，下面是一种实现小频率比的双频极化可重构天线专利的具体信息内容。
1.一种实现小频率比的双频极化可重构天线，为左右镜像对称结构，包括介质基片、金属地板及共面波导输入端，其特征在于，还包括两个辐射单元组和四个开关，所述金属地板、两个辐射单元组及共面波导输入端口均位于介质基片的上表面；
金属地板的中间设有一个正方形口，两个辐射单元组分别位于所述正方形口内的左右两边，每一个辐射单元组包括两个几何尺寸不相同的“T”形枝节，且每个“T”形枝节的底部分别通过一个开关与所述正方形口的相应侧边连接；
所述共面波导输入端位于正方形口的正下方并与正方形口正交连接；共面波导输入端靠近正方形口的末端加载有“山”形枝节。
2.根据权利要求1所述的实现小频率比的双频极化可重构天线，其特征在于，所述共面波导输入端的左右缝隙沿靠近正方形口的方向逐渐增大呈楔形缝隙。
3.根据权利要求1所述的实现小频率比的双频极化可重构天线，其特征在于，所述开关为微波开关。
4.根据权利要求3所述的实现小频率比的双频极化可重构天线，其特征在于，所述微波开关为PIN二极管开关。
一种实现小频率比的双频极化可重构天线
技术领域
[0001] 本发明属于天线技术领域，涉及一种小频率比的双频极化可重构天线，在相隔很近的两个频带内实现左右旋圆极化之间的相互切换。
背景技术
[0002] 对卫星通信和遥感系统来说，为有效传输信息，克服电离层法拉第旋转效应引起的极化畸变，要求天线具有圆极化性能，且同一天线阵面在接收与发射模式下同时工作，这就要求天线具备左旋圆极化和右旋圆极化的工作能力。军用方面，在空间目标预警领域，各国也普遍采用圆极化天线作为基本辐射单元。因此圆极化技术在军用和民用领域都有广泛应用。在无线电通信设备中，为了减少电磁兼容问题，通常希望多个系统共用一副天线，这一现状促使了天线的双频甚至多频技术的发展。单个天线代替多个天线，不仅大大缩小了占用空间，而且降低了生产成本、节约资源。
[0003] 天线的极化表征的是在天线辐射时，空间给定点上电场强度矢量的取向随时间变化的特性，并用电场强度矢量的端点随时间变化的轨迹来描述。天线的极化分为线极化、圆极化和椭圆极化三种形式，若采用线极化天线作为接收端时，易产生极化失配现象，从而影响天线收发质量。而圆极化天线具有如下优点：圆极化天线能收任意线极化的来波，圆极化天线辐射的圆极化波也可以由任意极化的天线接收；圆极化天线具有旋向正交性，若天线辐射右旋圆极化波，则只接收右旋圆极化波而不接收左旋圆极化波，反之亦然；利用旋向正交性可达到比较理想的极化隔离；圆极化波入射到对称目标，反射波变换旋向等。正是由于这些特点使圆极化天线具有较强的抗干扰能力，已被广泛应用于电子侦察和干扰、通信和雷达的极化分集工作以及电子对抗等领域。
[0004] Jia-Yi Sze,Kin-Lu Wong and Chieh-Chin Huang在文献【Coplanar Waveguide-Fed Square Slot Antenna for Broadband Circularly Polarized Radiation，IEEE Transactions on Antennas and Propagation,2003,51(8):2141-2144】报道了一种共面波导馈电的宽带圆极化天线，其金属地板的正中央开一个正方形口，正方形口的右边中点处加载一个T形枝节，用来实现圆极化。该天线结构简单，带宽较宽，但只能在一个频带实现圆极化。
[0005] Can-Hui Chen and E.K.N.Yung在文献【Dual-Band Circularly-Polarized CPW-Fed Slot Antenna With a Small Frequency Ratio and Wide Bandwidths，IEEE Transactions on Antennas and Propagation,2011,59(4):1379-1384】提供了一种可实现小频率比的双频圆极化槽天线。双频带通过两个平行的单极子实现，一个弯曲的单极子和一个叉形的单极子。此外，一个吊车形的枝节置于槽的右侧，用来实现圆极化。该天线具有较宽的带宽，但其结构较为复杂。
[0006] Yue-Ying Chen等人在文献【Dual-Band Dual-Sense Circularly Polarized Slot Antenna With a C-Shaped Grounded Strip，IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters,2011,10:915-918】给出了一种双频双极化槽天线，该天线可以在低频实现左旋圆极化，在高频实现右旋圆极化。低频的圆极化通过两个位于相对角落的槽实现，C形枝节为高频提供电流路径。一个矩形调谐短截线从馈线引出，用来调节高频和低频的阻抗匹配。但此天线两个工作频带相距较远(1.7GHz和2.5GHz)，不能应用于小频率比的场合。
[0007] Wei-Mei Li等人在文献【The U-Shaped Structure in Dual-Band Circularly Polarized Slot Antenna Design，IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters,2014,13:447-450】设计了两种双频圆极化天线。一种是在金属地板上开非对称的U形槽，并通过共面波导馈电；另一种是在金属地板上开矩形槽，也是通过共面波导馈电，并从共面波导伸出非对称的U形金属条带。但这两个天线的轴比带宽窄，且高频带和低频带相距也太远(2.5GHz和3.5GHz)。
发明内容
[0008] 为解决上述技术问题，本发明通过选取合适的辐射贴片和简单的馈电网络来解决问题，采用的技术方案为：
[0009] 一种实现小频率比的双频极化可重构天线，其结构如图1所示，为左右镜像对称结构，包括介质基片、金属地板、两个辐射单元组、四个开关及共面波导输入端，所述金属地板、两个辐射单元组及共面波导输入端口均位于介质基片的上表面；
[0010] 金属地板的中间设有一个正方形口，两个辐射单元组分别位于所述正方形口内的左右两边，每一个辐射单元组包括两个“T”形枝节，且每个“T”形枝节的底部分别通过一个开关与所述正方形口的相应侧边连接；
[0011] 所述共面波导输入端位于正方形口的正下方并与正方形口正交连接；共面波导输入端靠近正方形口的末端加载有“山”形枝节；
[0012] 当所述天线的右边两个开关导通且左边两个开关断开时，天线在低频带和高频带上实现左旋圆极化工作状态，反之，则天线在低频带和高频带实现右旋圆极化工作状态，且该双频天线的两个工作频带间隔较小。
[0013] 进一步的，共面波导的左右缝隙沿靠近正方形口的方向逐渐增大呈楔形缝隙，其目的是实现更好的阻抗匹配作用。
[0015] 本发明带来的有益效果：
[0016] 本发明提供了一种实现小频率比的双频极化可重构天线，具有结构紧凑，小频率比的特点；本发明以传统的共面波导馈电的单极子天线为基础，在适当的位置加载一定形状的枝节，解决了双频可重构圆极化微带天线带宽窄、两个频段间隔大的问题，本发明所述的天线易于工程实现、成本低、可靠性高。附图说明
[0017] 图1是本发明提供的可实现小频率比的双频极化可重构天线结构示意图。
[0018] 图2是本发明实施例天线左旋圆极化状态的反射系数曲线。
[0019] 图3是本发明实施例天线左旋圆极化状态的轴比曲线。
[0020] 图4是本发明实施例天线左旋圆极化状态在2.24GHz，Phi＝0°的辐射方向图。
[0021] 图5是本发明实施例天线左旋圆极化状态在2.24GHz，Phi＝90°的辐射方向图。
[0022] 图6是本发明实施例天线左旋圆极化状态在2.46GHz，Phi＝0°的辐射方向图。
[0023] 图7是本发明实施例天线左旋圆极化状态在2.46GHz，Phi＝90°的辐射方向图。
[0024] 图8是本发明实施例天线右旋圆极化状态的反射系数曲线。
[0025] 图9是本发明实施例天线右旋圆极化状态的轴比曲线。
[0026] 图10是本发明实施例天线右旋圆极化状态在2.24GHz，Phi＝0°的辐射方向图。
[0027] 图11是本发明实施例天线右旋圆极化状态在2.24GHz，Phi＝90°的辐射方向图。
[0028] 图12是本发明实施例天线右旋圆极化状态在2.46GHz，Phi＝0°的辐射方向图。
[0029] 图13是本发明实施例天线右旋圆极化状态在2.46GHz，Phi＝90°的辐射方向图。
具体实施方式
[0030] 下面结合附图和实施例对本发明做进一步详细描述：本发明的保护范围包括但不限于下述实施例。
[0031] 实施例
[0033] 参见图1，金属地板1位于介质基板的上表面，金属地板1的中间开设有正方形口，四个T形枝节(6、7、8、9)分别通过微波开关(2、3、4、5)加载在正方形口左右两边，“山”形枝节10由共面波导的信号线演变而来，在共面波导12靠近正方形口一侧，共面波导12的两条缝隙呈锥度逐渐变宽，并与正方形口相交，以达到更好的阻抗匹配。
[0034] 各部分参数具体如下：
[0035] 1为矩形的金属地板，与共面波导平行的一边为73mm，另一边为70mm，金属地开了一个边长为40mm的正方形口，该正方形口左右两边距金属地左右边缘均为15mm，上边距金属地上边缘为15mm，下边距金属地下边缘为18mm；
[0036] 2、3、4、5均为微波开关；
[0037] 6、8为正方形口内上方的T形枝节，水平方向长度为14.6mm，宽度为1mm，垂直方向长度为7.5mm，宽度为1mm；
[0038] 7、9为正方形口内下方的T形枝节，水平方向长度为14.5mm，宽度为1mm，垂直方向长度为5.7mm，宽度为1mm；
[0039] 10为“山”形枝节，中间的枝长度为15mm，宽度为0.3mm，两边的枝长度均为12.5mm，宽度均为0.3mm；
[0040] 11为共面波导靠近正方形口一侧缝隙逐渐变宽的楔形缝隙部分，该部分为一个三角形，长边为10mm，宽边为3.5mm；
[0041] 12为共面波导，中间导体宽度为5.2mm，缝隙宽度为0.25mm；
[0042] 图2为本发明实施例天线左旋圆极化状态的反射系数曲线。对应低频阻抗带宽(S11<-10dB)为2.12GHz-2.38GHz，高频阻抗带宽为2.42GHz-2.77GHz。
[0043] 图3为本发明实施例天线左旋圆极化状态的轴比曲线。对应低频轴比带宽(AR<3dB)为2.13GHz-2.33GHz，高频轴比带宽为2.42GHz-2.54GHz。
[0044] 图4、5为本发明实施例天线左旋圆极化状态在低频2.24GHz的辐射方向图。
[0045] 图6、7为本发明实施例天线左旋圆极化状态在高频2.46GHz的辐射方向图。
[0046] 图8为本发明实施例天线右旋圆极化状态的反射系数曲线。对应低频阻抗带宽(S11<-10dB)为2.14GHz-2.38GHz，高频阻抗带宽为2.41GHz-2.79GHz。
[0047] 图9为本发明实施例天线右旋圆极化状态的轴比曲线。对应低频轴比带宽(AR<3dB)为2.14GHz-2.32GHz，高频轴比带宽为2.42GHz-2.55GHz。
[0048] 图10、11为本发明实施例天线右旋圆极化状态在低频2.24GHz的辐射方向图。
[0049] 图12、13为本发明实施例天线右旋圆极化状态在高频2.46GHz的辐射方向图。
[0050] 从以上结果可知，本实施例中可根据实际需求，通过开关的切换，在两个相隔较近的频带均能够实现天线左、右旋圆极化之间的切换，而且在左旋和右旋模式下都有良好的极化特性。
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