发明领域

本发明的计划一般涉及无线通信系统，以及更特别地，涉及用于 利用频率计划传送和接收信号的系统。

相关技术

无线通信系统是一个正在经历技术革命的集成部件，并且正在以 指数速率演变。无线通信系统通常是射频(RF)通信系统。许多的无线 通信系统被配置为“蜂窝”系统，其中，把由该蜂窝系统覆盖的地理 区域划分成多个“小区(cell)”。在一个小区的覆盖范围内的移动 通信设备(例如，无线电话、传呼机、个人通信设备等等)与在该小区 内固定的基站通信。虽然大多数应用都采用如上所述的移动通信设 备，无线通信系统也能够与固定的通信设备通信。

在蜂窝无线通信系统中，移动通信设备与一个通常为低功率的基 站耦合。使用低功率基站，以便在一个小区中使用的频率可以在足够 远距离以避免干扰的小区中被再一次使用。因此，只要该用户在一个 由基站服务的小区范围之内，无论是陷入通信业务阻塞还是参加会议 困境中，移动通信设备用户都可以传送和接收信号，例如打电话。

在大多数无线通信系统中使用的通信格式是通过低频(或者“基 带”)信号调制的高频载波波形。基带信号可以包括音频和/或数据 信号。在无线通信系统内的移动通信设备典型地具有一个发射机，该 发射机具有一个调制器和一个上变换器。该调制器“调制”该基带信 号(例如，由手持麦克风检测的语音)到载波波形上。该上变换器提高 该低频调制信号的频率到适合于该无线通信系统的载波波形频率。该 载波波形然后被从该移动通信设备发送到一个基站。例如，调幅(AM) 和调频(FM)技术是本领域所属普通技术人员众所周知的技术。移动 通信设备典型地还具有一个接收机，该接收机具有一个解调器和一个 下变换器。该解调器“解调”一个从基站接收的载波波形，以提取一 个接收的基带信号，然后该接收的基带信号被发送给该移动通信设备 的基带模块用于处理。该下变换器降低该载波波形频率到适合于由该 移动通信设备的基带模块处理的频率。

在该移动通信设备中，该接收的载波波形和该传送的载波波形通 常是利用一个具有参考频率的合成器产生信号处理的。通常，该合成 器包括至少两个可变控制振荡器。通过在比载波频率低的频率上处理 该音频和/或数据信号，振荡器允许该移动通信设备去获得更大的功 率效率。第一可变控制振荡器可用于接收音频和/或数据，并且第二 可变控制振荡器可用于发射音频和/或数据。独立的可变控制振荡器 可以用于接收和发射，以允许该移动通信设备在多个载波频率上工 作。此外，当该移动通信设备执行另一个功能时，用于接收和发射的 独立的可变控制振荡器允许一个被关闭。此外，使用分开的发射可变 控制振荡器消除了在该合成器中对于可变控制振荡器的切换需要。但 是，比使用单个合成器用于接收和发射，这种解决方案可能更昂贵。

在某些通信系统，诸如全球移动通信系统(GSM)中，由于发射和 接收不是同时进行的，所以集成部件功能是特别有效的。尤其是，最 大化了集成合成器、接收机和发射机的功能值。但是，当集成这些功 能时，工作在GSM无线通信系统的移动通信设备对在信号之间不希 望有的相互作用是特别脆弱的。

在该发射机中，该调制的载波波形通常是一个由合成器产生的高 频、周期波形。该合成器可以利用一个可变控制振荡器产生该周期波 形。该可变控制振荡器可以是一个电压控制振荡器。由于通常要求该 发射机在一个传输频带内许多不同的频率信道上发射，所以该振荡器 的频率应该是可调节的。在某些GSM无线通信系统中，例如扩展的 GSM(EGSM)，传输频带是880-915MHz并且被划分成若干个200 kHz信道。因此，该振荡器频率必须以200kHz精确的步长改变。由于 电压控制振荡器的输出频率容易通过操纵一个控制电压而调整，所以 电压控制振荡器可很好的适合这样的用途。但是，产生具有若干完全 不同频率信号的振荡器会产生不希望有的寄生效应。

理想的情况是，收发机合成器仅仅包括一个振荡器以消除寄生效 应。但是，由于GSM、DCS和PCS系统特别宽地完全不同的频率范围， 具有单个主振荡器以覆盖需要的频率的收发机具有很差的性能特性。 同时，由于所涉及的成本，对于每个频带采用单独的振荡器的设计也 是不受欢迎的。

另一个问题是，使用多个合成器振荡器的多频带手机利用片外部 件(例如滤波器)用于每个振荡器。这些滤波器可以是声表面波滤波 器。这些片外部件容易占用过多的空间。因此，它们不符合于提供小 型、轻便和便携式移动通信设备的目标。

直接变换接收机采用一个工作在与接收的载波波形相同的频率 上的振荡器。直接变换接收机消除对一些片外部件(诸如滤波器)的 需要。但是，目前的直接变换接收机对本地振荡器信号的DC或者大 的RF模块的自动转换是敏感的。此外，直接变换收发机对于在该振 荡器频率和该混频器的射频端口上的信号之间的泄漏也是敏感的。对 于直接变换收发机的第三个问题是，基准信号容易泄漏到发射机部件 上，并且最终由天线发射。这个泄漏可以干扰可能在同一范围内其它 类似的接收机。

移动通信设备的工作导致在相同的区域中许多信号具有相似的 频率。这可能导致在信号之间不受欢迎的相互影响。这个问题在诸如 混频器的非线性系统中特别严重的。

                      概述

本发明提供一种使用频率计划发射机和接收机的信号传送系统。 该频率计划允许选择发射和接收信道，同时使用单个基准信号用于接 收机和发射机，以及避免不受欢迎的频率相互影响。

使用频率计划表的信号传送系统可以被实现如下。第一可编程分 频器接受一个具有本机振荡频率的基准信号。该基准信号是传递合成 器信号通过本机振荡链的结果。该本机振荡链能够提供多个本机振荡 频率。该第一可编程分频器产生一个具有比较频率的比较信号。一混 频器接受该基准信号和一个调制的传输信号。该混频器产生一个具有 中频的发射环信号。调制器能够将数据插进该发射环信号。第二可编 程分频器接受该发射环信号并且产生一个具有分频的中频信号的发 射环信号。鉴相器比较该比较信号和具有分频的中频的发射环信号。 该鉴相器产生一个控制可变控制振荡器的信号。以及，该可变控制振 荡器产生该传输信号。

根据存储在一个频率计划表中的工作参数，进行该第一和第二可 编程分频器以及该合成器的操作。该频率计划表的操作参数是基于期 望的传输信号特性，以及基于移动通信设备内的信号相互影响的不受 欢迎的频率的最小化。

对于一个本领域所属普通技术人员来说，通过参阅下列附图和详 细说明，该频率计划的其它系统、方法、特征和优点将变得显而易见。 所有这样的附加系统、方法、特点和优点应该被包括在本说明书之内， 落入该频率计划的范围之内，并且得到所附权利要求的保护。

                 附图的简要说明

参考下列附图，可以更好地理解本发明。在这些附图中，组成部 件未必是按比例绘制的，重点在于清楚地举例说明本发明的原理。在 这些附图中，在所有不同的附图中，类似的参考数字代表相应的部件。

图1是一个示范性的包括移动通信设备的无线通信系统的方框 图。

图2是一个图1的移动通信设备内部部件的方框图，包括一个基带 模块，一个集成模拟模块，以及一个射频模块。

图3是一个图2的基带模块、集成模拟模块以及射频模块的方框 图。

图4是一个小数分频(fractional N)锁相环的方框图，该锁相环 可以包括在图3的射频模块内。

图5是包含正交混频器的转换环的方框图，该转换环可以包括在 图3的射频模块内。

图6是图5的正交混频器的方框图。

图7是图3的射频模块的一部分的方框图，包括一个合成器，和调 制器/上变频器部分。图7还包括图3的频率计划表。

图8是图3的射频模块的一部分的方框图，包括一个合成器，和该 下变换器部分。

图9是图7的正交混频器的方框图。

图10示出用于生成频率分配计划表的系统的流程图。

                        详细说明

1.综述

在详细地描述本发明之前，描述一个可实现本发明的示例性环境 是有用的。这样的一个例子是无线通信系统。图1是一个包括移动通 信设备22的示范性无线通信系统10的方框图。该移动通信设备22可以 是蜂窝式电话。为了说明性的目的，将在遵循全球移动通信系统(GSM) 的标准的无线通信系统方面描述本发明。但是，应该理解，本发明的 频率计划也可以在其他的无线通信系统方面得以实现。

无线通信系统最通用的形式之一，即移动蜂窝系统，最初是作为 模拟系统开发的。在80年代初，在其引入商业使用之后，移动蜂窝系 统开始经历迅速和不协调的发展。例如，在欧洲，各个国家开发它们 自己的系统。通常，各个国家的系统是彼此不相容的，这就限制了移 动通信在国家边界以内，并且限制为了特定国家的系统而开发的移动 设备的市场。

在1982年，为了对付这个增长问题，欧洲邮电管理联合会(the Conference of European Posts and Telecommunications，CEPT)组成移 动通信特别研究组(Groupe Speciale Mobile)(在1991年之前亦称为 GSM)来研究和开发了一组用于未来泛欧蜂窝网络的通用标准。有人 建议，留出在900MHz范围中的二个频率块用于该系统。该新的系统 初始的目标包括国际间的漫游能力、良好的个人话音质量、与其他 系统(诸如综合业务数字网络(ISDN))的兼容性、频谱的效率、低成 本移动通信设备22费用和低成本基站收发信机32、以及具有支持新 业务和大容量用户的能力。

在发展该GSM标准的过程中，一个初期的重大决定是采用数字系 统而不是模拟系统。如上所述，模拟系统正经历迅速的发展，并且日 益增长的要求使可利用频带的容量变得紧张。数字系统了提供改善的 频谱效率并且在成本上更加有效。数字传输的质量也优于模拟传输的 质量。在数字系统中基本上消除了背景声(比如咝声和静电)和衰减 影响(如无线电波衰落和串话干扰)。在数字系统中更容易实现安全 特性(比如加密)。在数字系统中，更容易实现与综合业务数字网络 的兼容性。最后，数字方法允许使用超大规模集成(VLSI)，从而便 于开发更小和更有效的移动手机。

在1989年，欧洲远程通信标准协会(ETSI)接管负责GSM标准。在 1990年，该标准的第1阶段问世，并且在1991年，启动了采用该GSM 标准的第一个商业服务。在1991年，它还被重新更名为全球移动通信 系统(仍然是GSM)。在其早期引入欧洲之后，当在1992年被引进澳大 利亚的时候，该标准被提升到全球级程度。从那时起，GSM已经变 为最广泛采用和快速增长的数字蜂窝标准，并且被定位成为世界上占 主导地位的蜂窝标准。到1999年1月为止，按照GSM协议关系备忘录， GSM估计超过1亿2千万用户。

两个25MHz频带分配给GSM使用：890-915MHz频带和935- 960MHz频带。该890-915MHz频带专供传输或者“上行链路”(移 动通信设备22到基站收发信机32)之用，以及该935-960MHz频带专 供接收或者“下行链路”(基站收发信机32到移动通信设备22)之用。 一个附加的10MHz带宽随后被增加到每个频带。引入这个附加带宽 (产生二个35MHz频带)的该标准被称为扩展GSM(EGSM)。在EGSM 中，该传输频带覆盖880-915MHz，以及该接收频带覆盖925-960 MHz。由于GSM时常考虑使用扩展带宽部分(880-890MHz和925- 935MHz)，术语GSM和EGSM可互换地使用。有时，最初指定的890- 915MHz和935-960MHz频带被为初级GSM(PGSM)。在下面无线通 信系统10的描述中，GSM将使用该扩展的带宽(35MHz)标准。由于 期望广泛应用GSM，提出并考虑了在该900MHz频带范围中的容量问 题。在1989年最初公开该GSM标准时，ETSI已经划定了一个1800MHz 的变型(数字通信系统(DCS)或者GSM1800)。在DCS中，传输频带覆 盖1710-1785MHz，以及接收频带覆盖1805-1880MHz。在美国， 联邦通信委员会(FCC)拍卖了在1900MHz频带的大块频谱，目的在于 以大量销售个人通信服务(PCS)的形式给该国家引进数字无线系统。 在美国，DCS GSM服务的等效被称为PCS或者GSM1900。在PCS中， 该传输频带覆盖1850-1910MHz，以及该接收频带覆盖1930-1990 MHz。

不管使用任何的GSM标准，一旦移动通信设备22被分配一个信 道，在发送频率和接收频率之间保持固定的频率关系。在GSM中， 这个固定的频率关系是45MHz。例如，如果移动通信设备22被分配 一个895.2MHz的发射信道，它的接收信道将始终是940.2MHz。在 DCS和PCS中，也保持固定的频率关系，但是，该频率关系是更宽的。 在DCS中，该接收信道始终是高于该发射信道95MHz，以及在PCS 中，该接收信道始终是高于该发射信道80MHz。

图1中以模块形式描述了无线通信系统10的一个实施例的结构。 无线通信系统10被划分为四个相互连接的组成部分或者子系统：一 个移动设备子系统20，一个基站子系统30，一个网络交换子系统40， 以及一个操作支持子系统50。通常，移动设备子系统20是由移动通信 设备22的一个用户携带的移动通信设备22(例如，无线电话、传呼机、 个人通信设备等等)。虽然称作“移动”通信设备22，没有任何技术 要求该设备是移动的，并且那些本领域所属普通技术人员将认识到低 电压数字接口的应用，而不是相关于该无线通信系统10和该移动通信 设备22。

该基站子系统30与多个移动通信设备22耦合，并且管理在该移动 通信设备22和该网络交换子系统40之间的无线电传送路径。该网络交 换子系统40管理该无线通信系统10的交换功能，并且便于与其他系统 (例如公共交换电话网(PSTN)62和综合业务数字网络64)的通信。 此外，该操作支持子系统50便于操作和维护该无线通信系统10。

移动设备子系统20包括多个移动通信设备22，每个与一个用户识 别模块(SIM)24结合。移动通信设备22包括一个天线26。用户识别模 块24是一个存储器件，其存储关于该用户和该移动通信设备22的识别 信息。该用户识别模块24可以实现为智能卡或者插入组件模块，并且 激活在该无线通信系统10中任意的无线通信设备22的服务。其中存储 在用户识别模块24上的信息可以是唯一的国际移动用户识别码 (IMSI)，其识别无线通信系统10中移动通信设备用户，以及一个国际 移动设备识别码(IMEI)，其唯一地识别该移动通信设备22。通过使用 该用户识别模块24，经由任意的移动通信设备22或者终端，用户可以 访问该无线通信系统10。其他的信息，诸如个人识别号码(PIN)和计 费信息可以存储在用户识别模块24上。

移动设备子系统20通过一个标准化的“Um”接口或者无线电空 中接口28与基站子系统30通信。基站子系统30包括多个基站收发信机 (BTS)32和基站控制器(BSC)34。基站收发信机32通常在小区的地理 中心，并且包括一个或多个无线电收发信机和一个天线。该基站收发 信机32建立无线电链路，并且经该“Um”接口28控制与在该小区内 的移动通信设备22进行无线电通信。该基站收发信机32的发射功率限 定该小区的大小。每个基站控制器34管理多个基站收发信机32。在基 站收发信机32和基站控制器34之间的通信是经一个标准化的“Abis” 接口36进行的。该基站控制器34分配和管理载波频率信道，并且控制 在该基站控制器34管理的基站收发信机32之间的呼叫的移交。

每个基站控制器34可以经一个标准化的“A”接口38与网络交换 子系统40通信。该A接口38可以使用交换系统7号(SS7)协议，并且允 许使用由不同的制造商制造的基站和交换设备。交换中心42是该网络 交换子系统40的主要组成部分。交换中心42管理在该小区内的每个移 动通信设备22之间和在移动通信设备22和公共网络60之间的通信。可 以与交换中心42耦合的公共网络60的例子包括公用电话交换网 (PSTN)62、综合业务数字网络(ISDN)64、因特网66，以及分组交换 公众数据网(PSPDN)68。

交换中心42可以耦合不同的数据库，以管理通信和交换功能。例 如，归属位置寄存器(HLR)数据库44可以包括驻留在由该交换中心42 服务范围内的每个移动通信设备22用户的详情，包括用户识别，该用 户能访问的服务，以及其在该系统内的当前位置。访问者位置寄存器 (VLR)数据库48可以临时存储涉及用户随移动通信设备22在该交换 中心42的覆盖范围内漫游的数据。设备识别寄存器(EIR)数据库48可 以包括一个移动通信设备22的目录表，每个移动通信设备22通过一个 国际移动设备识别码来识别，其是有效和被授权去使用该无线通信系 统10。有关移动通信设备22已经报告为丢失或者被偷的信息可以存储 在一个单独的无效移动通信设备目录表中。该无效移动通信设备目录 表可以帮助识别那些企图非法访问该无线通信系统10人员。授权中心 (AuC)数据库49存储用于验证移动通信设备22的用户身份的验证和加 密数据和参数。

操作支持子系统50包括一个或者若干个操作维护中心(OMC)，其 监控和保持有关该无线通信系统10的所有部件性能的记录。操作支持 子系统50可以维持所有的硬件和系统操作，管理费用和帐单操作，以 及管理在该系统内所有的移动通信设备22。

关于在该移动通信设备22和该基站收发信机32之间的通信，根据 基准收发信机频率计划，在基站收发信机32之中分配可利用的载频信 道。在无线通信系统10中，发送和接收频带可以被划分成200kHz载 率信道。为了提高系统容量，可使用时分多址(TDMA)帧结构把每个 载波频率信道细分为多个时隙。每个时隙可以具有一个大约0.577毫 秒的时长，八个时隙可以形成一个具有4.615毫秒时长的时分多址 “帧”。这种结构允许由多达八个移动通信设备22在第一载波频率信 道上同时接收，以及由多达八个移动通信设备22在第二载波频率信道 上同时发送。

2.移动通信设备实例

图2是一个图1的移动通信设备22内部部件的方框图，包括一个基 带模块202，一个集成的模拟模块204，一个电源模块206，以及一个 射频模块208。可以以具有各种配置和结构的许多不同方式实现该移 动通信设备22。虽然该频率计划不局限于任何特殊的设备或者结构， 为了提供一种用于描述频率分配计划的框架，参考图2描述了一个移 动通信设备22结构的例子。那些本领域所属普通技术人员将认识到， 参考图2描述的许多部件可以被除去或者与其他的部件进行组合而并 不影响该频率计划。

移动通信设备22还包括连接到该集成模拟模块204的一个扬声器 214和麦克风216。该移动通信设备22进一步包括连接到该基带模块 202的一个用户接口212，和随机存取存储器(RAM)单元218。下面描 述每个模块的结构和功能。

该基带模块202可以包括一个基带数字信号处理器(DSP)310(图 3)，和所有的该移动通信设备22需要的逻辑接口。该基带模块202可 以实现为在单个芯片上的一个集成电路。该基带模块202还可以包括 一个带有双逻辑乘累加单元的双执行单元，一个逻辑单元和一个柱式 移位器。该基带模块202可以以32位结构实现，其可以处理单个的32 位，或者一个双16位指令。

基带模块202控制该移动通信设备22整个的操作，并且通常利用 一个计算机程序或者子程序编程或者编码，以使该基带模块202能够 执行它的操作。在一个实施例中，基带模块202被安置在一个128个引 脚的薄方形扁平外壳(TQFP)中，在另一个实施例中，基带模块202被 安置在一个160个引脚12×12毫米芯片阵列球格阵列(CABGA)封装 中。该CABGA封装可以允许设计更小的形状系数，结果形成更小的 移动通信设备22。

该基带模块202可以与射频模块208、用户接口212和RAM218耦 合。该基带模块也可以经由该集成的模拟模块204与该扬声器214和该 麦克风216耦合。该用户接口212可以包括一个显示器和一个键盘。该 集成的模拟模块204实现一个模拟-数字转换器(ADC)320(图3)，数字 -模拟转换器(DAC)322(图3)以及需要允许在该基带模块202、该射频 模块208、该扬声器214以及该麦克风216之间进行通信的所有其他的 信号转换。这些信号转换可以包括定时和接口操作。该集成模拟模块 204可以包括一个编码器/解码器。该集成的模拟模块204可以安置在 一个100个引脚的TQFP中，或者一个100个引脚的10×10mm CABGA 部件中。

该电源模块206耦合到电源210。该电源210可以是电池或者其他 的电源，并且可以实现为单个芯片上的功率调节集成电路(PMIC)。该 电源模块206控制用于该移动通信设备22的所有部件的供电。该电源 模块206可以包括对于该移动通信设备22一部分的错误检测能力。错 误检测能力可以显著地减少查错和测试任务。

根据图1描述的用户识别模块(SIM)24可以与该电源模块206结 合。通过可编程的开关调节器，每个用户识别模块24可以使该系统变 得与电源210化学作用无关。该用户识别模块24可以安置在一个48引 脚的TQFP中。

该射频模块208包括一个用于发送音频和/或数据信息的发射机， 一个用于接收音频和/或数据信息的接收机，以及一个合成器354(图 3)。该合成器354(图3)和该发射机和该接收机协同工作。该射频模块 208的一部分(诸如一个射频集成电路)可以在一个48引脚的TQFP 部件中实现。

该射频模块208发射机可以包括一个双功率放大器模块(双PA) 352，一个功率放大器控制器350。该双功率放大器模块352可以包括 输入和输出匹配，以及功率附加的功效特征。该双功率放大器模块352 可以在一个9×11mm微型模块组件中实现。

该功率放大器控制器350可以包括一个60dB动态范围、一个误 差放大器、一个积分器、以及一个增益整形器。该功率放大器控制器 350能够支持900、1800和1900MHz GSM频带范围。如果该移动通信 设备22能够支持900、1800和1900MHz GSM频带范围，该移动通信 设备22典型地被称为支持三波段工作。该功率放大器控制器350可以 实现在一个20个引脚薄型紧缩的小轮廓封装(TSSOP)芯片中。参考图 3，详细描述射频模块208、发射机、接收机，以及合成器354。

该射频模块208接收机可以包括带有可选增益的双低噪声放大器 (LNA)368和结合的接收滤波器362。该双低噪声放大器368和接收滤 波器362可以在一个20引脚的TSSOP封装中实现。

关于发送和接收音频信息的任务，现在将描述该移动通信设备22 的操作概述。为了发射音频信息，该集成的模拟模块204从该麦克风 216接收一个模拟音频信号。该集成的模拟模块204转换该模拟信号为 数字信号。该基带模块202处理该数字信号，并且将处理的数字信号 转换为基带“I”和“Q”信号。该集成的模拟模块204将该数字基带 “I，，和“Q”信号转换为一个模拟数据流。该射频模块208的发射机 将该模拟数据流插入一个模拟载波波形中，并且经由天线26将包括该 音频信息的该载波波形发送到一个基站收发信机32。

为了从基站收发信机32接收信息，该天线26拾取一个包括音频信 息的模拟载波波形。该射频模块208从该模拟载波波形中提取模拟数 据流形式的信息。该集成的模拟模块204将该数据流转换为数字信号。 该基带模块202处理该数字信号。然后，该集成的模拟模块204将处理 的数字信号转换回模拟信号，即由该扬声器214转换为一个音频声波。 该发射机和接收机也可以发送与接收其他类型的数据，诸如可以显示 在一个可视显示器上的数据。

图3是一个图2的基带模块202、集成的模拟模块204以及射频模块 208的方框图。基带模块202包括经由总线312通信的微处理器(μP) 302、存储器304、模拟电路308，以及数字信号处理器(DSP)310。虽 然显示为单个总线，总线312可以根据需要在基带模块202内的该子系 统之中连接需要而用多个总线来实现。该频率计划表314可以存储在 多个位置，包括诸如存储器304，随机存取存储器218，以及存储在该 射频模块208中。微处理器302和存储器304提供用于移动通信设备22 的信号定时、处理和存储功能。模拟电路308对于在基带模块202内的 信号提供模拟处理功能。基带模块202经由连线326提供控制信号给射 频模块208。虽然显示为单个连线326，该控制信号可以来源于DSP310 或者来源于微处理器302，并且被提供给在射频模块208内多处。应当 注意到，为简单起见，仅仅举例说明了移动通信设备22的基本部件。

集成的模拟模块204包括模拟-数字转换器(ADC)320和数字-模拟 转换器(DAC)322。ADC320和DAC322也与微处理器302、存储器 304、模拟电路308和DSP310连通。DAC322将在基带模块202内的数 字通信信息转换为用于经由连线330传输给射频模块208的模拟信号。 显示为二个指向箭头的连线330包含在从数字域转换为模拟域之后要 由射频模块208发送的信息。

射频模块208包括一个合成器354和调制器/上变频器(MOD/ UpConv)344。该合成器产生一个具有合成器频率的合成器信号。该 合成器信号可以通过一个本机振荡链720(在下面参考图7进行描述) 传送。该合成器354或本机振荡链720(如果被使用)经由连线356传 送一个基准信号给该调制器/上变频器344。可替换地，该本机振荡链 720可以位于该调制器/上变频器344中。该调制器/上转换器344调制和 上转换接收的模拟信息，并且经由连线356提供一个调相信号给双功 率放大器模块(双PA)352。双功率放大器模块352将在连线356上的调 制信号放大为合适的功率电平，用于经由连线358传输给天线26。图 中所示，开关360控制是否在连线358上的放大信号被传送到天线26， 或者是否从天线26接收的信号被提供给接收滤波器362。开关360的操 作是由一个经由连线326来自基带模块202的控制信号控制的。选择 性地，能够同时发送和接收的电路可以替换开关360。

在连线358上的放大的发射信号的一部分经由连线364被提供给 经由连线364的功率放大器控制器350。该功率放大器控制器350将该 控制输入提供给该双功率放大器模块352。

在该射频模块208中，由天线26接收的信号可以在由基带模块202 确定的适当的时间时经由开关360传送给接收滤波器362。接收滤波器 362滤除该接收的信号，并且在连线366上提供经滤波的信号给双低噪 声放大器(LNA)368。接收滤波器362可以是一个通过特定的无线通信 系统10的全信道的带通滤波器，其中该移动通信设备22工作在该特定 的无线通信系统10中。举例来说，对于一个900MHz GSM系统，接收 滤波器362通过某些频率，包括从935.1MHz到959.9MHz的那些频率， 覆盖所有的328个邻近的信道，每个为200kHz。该接收滤波器362的 用途是滤去在该期望的范围外边所有的频率。双低噪声放大器368放 大在连线366上的弱信号到一个电平，下变换器(DownConv)370在该 电平可以将该信号从发送的频率转换回基带频率。可以选择地，可以 使用其它部件(例如但是不局限于一个低噪声模块下变换器(LNB)) 完成双低噪声放大器368和下变换器370的功能。

下变换器370经由连线372从合成器354接收基准频率信号。该基 准频率信号指示该下变换器370关于合适的频率，以下变换从双低噪 声放大器368经由连线374接收的信号。下变换器可以包括一个解调 器。该解调器恢复发送的模拟信息。可以选择地，解调器可以是一个 分离的独立部件。下变换器370经由连线374发送该下变换的信号给信 道滤波器376。信道滤波器376滤除该下变换的信号，并且经由连线378 提供它给放大器380。该信道滤波器376选择一个期望的信道并且拒绝 所有其他的信道。举例来说，使用GSM系统，328个邻近信道仅仅一 个被接受。在所有的信道由接收滤波器362传送并且由下变换器370 频率下变换之后，仅仅一个期望的信道精确地出现在信道滤波器376 的中心频率上。通过控制在连线372上提供给下变换器370的基准频 率，该合成器354确定选择的信道。放大器380放大该接收的信号，并 且经由连线328提供该放大的接收信号给ADC320。ADC320将这些 模拟信号转换为在基带频率上的数字信号，并且经由总线312传送该 数字信号给DSP310。

4.小数分频(Fractional N)锁相环

图4是一个小数分频锁相环400的方框图，该锁相环400可以包括 在图3的射频模块208内。该移动通信设备22可以使用锁相环(PLL)来 在发射机和合成器中产生一个期望的频率范围。在图4中举例说明一 个小数分频锁相环400，其结合一个PLL小数分频器404和一个PLL整 数分频器408。为了更好的理解频率计划，提供该小数分频锁相环400。

该小数分频锁相环400包括一个可变控制振荡器402、PLL小数 分频器404、一个鉴相器406、PLL整数分频器408、一个电荷泵410， 以及一个环路滤波器412。该可变控制振荡器402可以是一个电压控制 振荡器。该PLL小数分频器404和该PLL整数分频器408可以是可编程 分频器。

该小数分频锁相环400输出一个PLL输出信号，该PLL输出信号具 有一个在规定的频率范围内的频率fPLLout。该小数分频锁相环400也使 用一个具有频率fPLLref的PLL基准或者时钟信号。该PLL基准信号被引 进该PLL整数分频器408。该PLL整数分频器408的分频可以由整数变 量“R”表示。该PLL整数分频器408输出一个具有PLL比较频率fPLLcomp 的PLL比较信号，其中：

$f_{\mathrm{PLLcomp}}=\frac{f_{\mathrm{PLLref}}}{R}$

该PLL比较信号频率fPLLcomp可以等于小数分频锁相环400需要的 步长或者频率分辨率。

该频率分辨率可以是传送信道带宽。每个频段(例如，900至900.2 MHz，900.2至900.4MHz，900.4至900.6MHz)与该参考频率fPLLref(例 如，0.2MHz)、与该PLL小数分频器404结合的分数分频(例如，R)， 以及与该PLL整数分频器408结合的该整数分频有关。在一个锁相环 中，该变量控制振荡器402锁定至该比较信号，并且跟踪所有的包含 在该比较信号中的调制(在某种程度上，调制通过该环路滤波器412传 送)。

PLL小数分频器404将该可变控制振荡器402输出信号除以N′，这 里 $N^{\prime }=N+\frac{[0:M-1]}{2^M},$ “M”是一个位二进制数，以及“N”是一个整 数。PLL小数分频器404的输出是一个具有与该比较频率相同频率的 PLL小数分频信号，

$f_{\mathrm{PLLcomp}}=\frac{f_{\mathrm{PLLref}}}{R}=\frac{f_{\mathrm{PLLout}}}{N^{\prime }}$

将该PLL小数分频信号和该PLL比较信号引入鉴相器406。该鉴相 器406比较该PLL小数分频信号的相位与该PLL比较信号的相位，并且 产生一个基于该比较而变化的输出。该鉴相器406的输出通常是一个 可变电压。该鉴相器406的可变电压输出控制该可变控制振荡器402 的频率。在被引入该可变控制振荡器402之前，该鉴相器406的可变电 压输出通常通过该电荷泵410和环路滤波器412传送。该输出信号的频 率可以由下式表示：

$f_{\mathrm{out}}=\frac{f_{\mathrm{PLLref}}}{R}(N+\frac{[0:M-1]}{2^M})$ (等式1)

因此，具有频率fPLLout的可变控制振荡器402输出信号可以通过改 变该PLL小数分频器404的变量N′而改变。正如所示的那样，通过经 该PLL整数分频器408传送该PLL基准信号可提供额外的灵活性，从而 使该步长是可编程的。

但是，在fPLLout不是fPLLref/R的整数倍数的情况下，即，其中，

$\frac{[0:M-1]}{2^M}$ (等式2)

不等于0或者1，fPLLref/R的谐波可能作为不是所希望的fPLLout小数 音调出现。该传送频率计划有利于降低或消除这个问题。

5.转换锁定环发射机

图5是一个包含正交混频器508的转换锁定环(TLL)500的方框 图，该转换锁定环500可以包括在图3的射频模块208内。该移动通信 设备22可以使用转换锁定环(TLL)去产生一个具有期望的频率范围的 调制信号。为了更好地理解该频率计划，示出和描述了该转换锁定环 500。

该转换锁定环500可以包括与第一本地振荡器510相结合的该正 交混频器508、一个与第二本地振荡器504相结合的下转换混频器 502，以及一个低通滤波器506。该转换锁定环500还可以包括鉴相器 406、电荷泵410、环路滤波器412，以及可变控制振荡器402。

在转换锁定环500中，调制典型地通过该正交混频器508完成。正 交混频器508调制基带音频和/或数据信号(“I”和“Q”)到一个具有 频率fTLLref的TLL基准信号。该TLL基准信号由第一本地振荡器510产 生。该正交混频器508的输出是一个具有频率fTLLcomp的TLL调制比较信 号，其中频率fTLLcomp与该TLL参考频率fTLLref是相同的。该TLL调制比 较信号是到该鉴相器406的第一输入。

在该转换锁定环500中，该可变控制振荡器402输出一个具有频率 fTLLout的TLL调制输出信号。该TLL调制输出信号被提供给天线26。该 TLL调制输出信号也被下变换到一个具有频率fTLLif的TLL中频信号， 这里频率fTLLif等于频率fTLLcomp。在作为第二输入引入到该鉴相器408 之前，TLL中频信号经由低通滤波器506传送。下变换混频器502下变 换该TLL调制输出信号为TLL中频信号。

可变控制振荡器402可以具有一个对应于880-915MHz的GSM发 射频带的带宽。对于DCS操作，可变控制振荡器402可以具有一个对 应于1710-1785MHz的DCS发射频带的带宽。对于一个双频带发射 机，可以提供二个独立的可变控制振荡器，一个具有GSM发射带宽， 以及另一个具有DCS发射带宽。

该下变换混频器502从可变控制振荡器402接受TLL调制输出信号 作为第一输入，以及接受一个由第二本机振荡器504产生的TLL下变 换信号作为第二输入。该TLL下变换信号具有频率fTLLlo1。通过混合来 自可变控制振荡器402的该TLL调制输出信号与来自第二本机振荡器 504的该TLL下变换信号，下变换混频器502产生具有频率fTLLif的中频 信号。该第二本机振荡器504的带宽典型地在1200-1500MHz的范围 内。对于GSM操作，下变换混频器502工作在“高端注入”模式。在 高端注入模式中，该第二本机振荡器504的频率高于该TLL调制发射 信号的频率fTLLout。在GSM模式中，由下变换混频器502产生的中频信 号的频率fTLLif可以表示为：

fTLLif＝fTLLlo1-fTLLout    (GSM)

对于DCS操作，下变换混频器502工作在“低端注入”方式，该第二 本地振荡器504的频率低于该发射信号fTLLout的频率。在DCS模式中， 由下变换混频器502产生的TLL中频信号的频率fTLLif可以表示为：

fTLLif＝fTLLout-fTLLlo1    (DCS)

通过下变换混频器502输出的TLL中频信号由低通滤波器506过 滤，并且然后作为鉴相器406的第二输入。

对于发送音频信息的任务，现在将描述该转换锁定环500的操作 概述。模拟话音信号通过麦克风216捕获并且被转换为数字信号数据 流，以及由基带模块202处理为基带“I”和“Q”信号。该数字基带 “I”和“Q”信号由数字-模拟转换器322转换为模拟“I”和“Q”信 号。该模拟“I”和“Q”信号然后被引入该正交混频器508。

正交混频器508该“I”和“Q”信号与一个来自第一本机振荡器 510的90度相移的TLL基准信号混合，并且求和该结果信号以产生一 个在频率fTLLcomp上的TLL调制比较信号。典型地，第一本机振荡器510 具有350-400MHz的频率范围。正交混频器508的调制输出被引入 鉴相器406。鉴相器406根据需要调整该可变控制振荡器402的输出， 以校正在来自下变换混频器502和正交混频器508的信号之间所有检 测的相位差。TLL调制输出信号由该可变控制振荡器402发送给天线 26用于发射。

图6是一个图5的正交混频器508的方框图。该正交混频器508包括 一个“Q”混频器602，一个“I”混频器604，一个90度移相器606， 以及一个求和器608。移相器606将来自第一本机振荡器510的该TLL 基准信号分为二个90度相移的信号。“I”混频器604将该“I”调制 信号混合一个0度基准信号，以及“Q”混频器602将该“Q”调制信 号混合一个90度基准信号。求和器608合成来自“Q”混频器602和 “I”混频器604的输出信号，以形成一个同时具有“I”和“Q”分量 的TLL调制比较信号。

在图5中，鉴相器406比较来自正交混频器508在频率fTLLcomp上的该 TLL调制比较信号的相位与来自低通滤波器506在频率fTLLif上的TLL 中频信号的相位。基于信号相位的比较，鉴相器406产生一个适当的 输出信号。如果二个信号的相位被调整好，该环被“锁定”。没有调 整电压被认定，和可变控制振荡器402继续在相同的频率上振荡。如 果一个信号领先或滞后另一个，鉴相器406输出一个与在二个信号之 间的相位差成正比的脉冲。该输出脉冲通常被称为“上升”或者“下 降”信号，典型地具有一个对应于在鉴相器406输入信号之间任何相 位差的宽度或者持续时间。

电荷泵410根据从鉴相器406接收的信号产生一个调整可变控制 振荡器402输出的电流。该电荷泵410的电流根据需要被增加或者降低 去校正相位超前或者滞后。如果转换锁定环500被锁定，该电荷泵410 的电流既不增加又不降低去补偿相位误差。环路滤波器412从电荷泵 410电流形成一个控制电压，并且施加它到该可变控制振荡器402。对 于环路滤波器412通常的配置是一个简单单极、低通滤波器，它可以 以单个电阻和电容器实现。可变控制振荡器402在一个特定的频段振 荡，其根据需要由通过环路滤波器412施加的控制电压调整。该频率 信道的带宽典型地是200kHz。

使用二个本机振荡器(即，第一本机振荡器510和第二机地振荡 器504)是有问题的，通过振荡信号的泄漏可以产生寄生的混频成分。 来自第一本机振荡器510的TLL基准信号可能泄漏到第二本机振荡器 504，并且产生混频成分，或者反之亦然。虽然采用了滤波器(诸如 环路滤波器412和低通滤波器506)去衰减这样的寄生混频成分，但是 低频成分(“零点交叉”激励)不能被该滤波器衰减，并且可能引起该 TLL调制输出信号的恶化和寄生调制。另外，使用正交混频器或者调 制器并不总是理想的，因为它增加了需要的电路并且降低了发射机的 经济效益。名称为“具有调整的转换环结构的无线发射机”的U.S.专 利申请No.09/398,911公开了一个允许去掉一个本机振荡器并且通 过或者本机振荡频率，或者除法或者乘法因子允许对可变控制振荡器 编程的系统。U.S.专利申请No.09/398,911被整体加入在此作为参考。

6.频率分配计划

图7是一个图3的射频模块208的一部分的方框图，包括合成器 354，调制器/上转换器344的一部分，频率计划表314，下变换器370， 以及本机振荡链720。该本机振荡链720包括一个本机振荡链分频器 704，一个倍频器706，以及一个开关718。

在图7中示出的该调制器/上转换器部分包括一个下变换混频器 702，第一可编程分频器708，第二可编程分频器710，第一可变控制 振荡器712，第二可变控制振荡器714，一个正交混频器716，以及一 个带通滤波器718。该调制器/上转换器344还可以包括鉴相器406、电 荷泵410、环路滤波器412以及低通滤波器506。

虽然特别参照便携式收发信机进行描述，该频率计划系统可以在 希望消除不受欢迎的寄生频率影响的任意设备中实现。该频率计划系 统可以以软件、硬件或者其组合实现。在一个实施例中，该频率计划 系统选择的部分是以硬件和软件实现的。该频率计划的硬件部分可以 使用专用的硬件逻辑电路实现。该软件部分可以存储在一个存储器中 并且由适当的指令执行系统(微处理器)执行。该频率计划系统的硬件 实现可以包括下列在本领域众所周知的技术之任一种或者其组合： 一个具有逻辑门的离散逻辑电路，用于根据数据信号执行逻辑功能； 一个具有适当的逻辑门的专用集成电路；一个可编程门阵列(PGA)； 一个现场可编程门阵列(FPGA)等等。

该频率计划系统软件包括一个用于执行逻辑功能的可执行指令 的有序列表。该频率计划系统可以被内置在任意的计算机可读介质 中，以便由指令执行系统、装置、或者器件使用或者与其结合，诸如 基于计算机的系统、包含处理器的系统，或者可从指令执行系统、装 置、或者器件中获取指令并执行指令的其它系统。

在本文件的内容中，“计算机可读介质”可以是用于指令执行系 统、装置、或者器件或与其结合使用的任意装置，其可以包含、存储、 通信、传送或者传递该程序。该计算机可读介质例如可以是，但是不 局限于，电子的、磁的、光的、电磁的、红外线的、或者半导体系统、 装置、器件或者传播介质。该计算机可读介质特定的例子(非穷举的 列表)包括下列：具有一个或多个布线的电子接线(电子的)，便携式计 算机软盘(磁性的)，随机存取存储器(RAM)，只读存储器(ROM)，可 擦可编程序只读存储器(可擦可编程只读存储器或者闪速存储器)(磁 的)，光纤(光的)，以及便携式光盘只读存储器(CDROM)(光的)。注 意到，该计算机可读介质甚至可以是在其上打印有程序的纸或者其它 适合的介质，因为该程序可以例如经由光学扫描该纸或者其他的介质 而以电子方式获取，然后如果必要的话以适当的方式编辑、编译或者 其他处理，然后存储在一个计算机存储器中。

该合成器354产生一个包括参考频率fref的合成器信号。该合成器 354信号可以由本机振荡链720处理，其根据该合成器354信号参考频 率fref产生二个信号。

虽然与该合成器354分开来表示，但该本机振荡链720被包括作为 该射频模块208的所有部件的一个整体部分，诸如合成器354。可以选 择地，该本机振荡链720可以是一个独立的单元。在一个实施例中， 该本机振荡链分频器704是一个三分频的分频器，以及该倍频器706 是一个二倍频的倍频器。该本机振荡链分频器704可以是在名称为“可 编程分频器”的U.S.专利申请No.09/370,099中描述的类型。U.S.专 利申请No.09/370,099整体引入作为参考。

该三分频的分频器704的输出提供一个具有第一本机振荡频率 fLO1的低振荡信号。倍频器706的输出提供一个具有第二本机振荡频率 fLO2的高振荡信号。该具有频率fLo1的低振荡信号可以在一个较低的 频率频带工作的通信系统(比如GSM)中用于发射和接收。该具有 频率fLO2的高振荡信号可以在一个较高的频率频带工作的通信系统 (比如DCS)中用于发射和接收。该本机振荡链720的开关718的输出 是一个具有发射本机振荡频率fTxLO的基准信号，其中根据开关718的 操作，该基准信号可以是本机振荡链分频器704的输出，或者倍频器 706的输出。根据移动通信设备22正在工作的载波频带，开关718选择 第一或者第二振荡信号。该基准信号被传递给下变换混频器702和第 一可编程分频器708。

该第一可编程分频器708可以以变量D1分频。第一可编程分频器 产生一个具有频率fCOMP的比较信号。然后比较信号被引入作为鉴相器 406的第一输入。

该本机振荡链720允许接收机本机振荡信号频率和发射机本机振 荡信号频率偏离该接收和发射载波信号频率。保持该本机振荡信号频 率偏离载波信号频率，将最小化耦合和结合向下混频载波信号的不受 欢迎的频率的机会。

采用相同的合成器354信号去提供本机振荡信号给该接收机和发 射机，允许从移动通信设备22收发信机中除去昂贵的部件。由本地振 荡器链720产生的该低的和高的振荡信号可以由接收机和发射机使 用，以处理包括音频和/或数据信息的载波信号。尤其是，由本地振 荡器链720产生的信号可以由接收机使用，以转换载波频率为基带频 率，并且可以由发射机使用来转换基带频率为载波频率。基于该合成 器354信号并由本机振荡器链720产生的信号，还可以被视为选择接收 和发射频率信道的手段。这个合成器354的双重使用还允许设计更小 型的移动通信设备22。

但是，合成器354可能展现不受欢迎的高的寄生响应。由于它们 高的比较频率和低的分频比，单个的小数分频锁相环合成器具有呈现 近似于整数N分频的高的寄生响应的倾向。该不受欢迎的激励可以引 起发射调制模式超出行业规范。与诸如单个的小数分频锁相环合成器 技术有关的不受欢迎的频率激励可以利用该频率计划减少。该频率分 配计划包括一个频率计划表314，其涉及该合成器354、该第一可编程 分频器708以及该第二可编程分频器710载波频率信道到操作。

图7示出该频率计划的多频带实施例。第一可变控制振荡器712具 有一个可以是GSM发射带宽的低传输带宽。第二可变控制振荡器714 具有可以是DCS发射带宽的较高的传输带宽。在多频带配置中，每次 只有一个可变控制振荡器是工作的。用于GSM工作的第一可变控制 振荡器712具有一个对应于880-915MHz的扩展GSM发射频带的频 率范围，或者带宽。对于DCS操作，第二可变控制振荡器714具有一 个对应于1710-1785MHz的DCS发射频带的频率范围。

第一可变控制振荡器712或者第二可变控制振荡器714分别地在 频率fTxHIGH或者频率fTxLOW上输出一个调制发射信号，即，提供给天线 26用于无线发射给基站收发信机32。在其到达天线26之前，该调制发 射信号典型地经由若干放大级、滤波以及转换被传送。该第一可变控 制振荡器712或者第二可变控制振荡器714输出也提供给下变换混频 器702。通过将来自第一可变控制振荡器712，或者来自第二可变控制 振荡器714的调制发射信号与来自本机振荡链720的开关718的具有发 射本机振荡频率fTxLO的基准信号相混合，下变换混频器702产生一个 具有中频fIF的发射环信号。

该本机振荡链720还可以提供用于接收机的输入信号。在图7中， 该接收机包括下变换器370。图7示出被提供给下变换器370的低的本 机振荡信号和高的本机振荡信号。可以选择地，该接收器开关718可 以给包括该下变换器370的接收机提供输入信号。该接收机可以是直 接变换接收机，比如名称“直接变换接收机”的U.S专利申请No.09/ 260.919中，以及在名称“利用直接变换接收机的多频带收发信机” 的U.S专利申请No.09/386.865中描述的直接变换接收机。U.S专利申 请No.09/260,919和09/386,865整体引入在此作为参考。

图8是一个图3的射频模块的一部分的方框图，包括合成器354、 本机振荡链720、下变换器370、双低噪声放大器368(显示为单个的放 大器368a)，以及信道滤波器376。下变换器370包括第一次谐波混频 器1102，和第二次谐波混频器1104。

该接收机本机振荡计划通常取决于混频器。优选地，该接收机本 机振荡频率应该不同于该载波波形频率。甚至在一个直接变换接收机 中，其中该合成器354信号参考频率被设计成是与该载波波形频率相 同，该接收机本机振荡频率应该不同于该载波波形频率。某些次谐波 混频器要求接收机本机振荡频率大约是该载波波形频率的一半。

放大器368a从该天线26接收载波波形信号。例如在GSM通信系统 中载波波形信号可以是在频率fRxLOW上。可以选择地，在DCS通信系 统中载波波形信号可以是在频率fRxHIGH上。放大器368a放大该载波波 形信号。第一次谐波混频器1102和第二次谐波混频器1104允许利用不 同于该载波波形频率的本机振荡频率处理接收的载波波形。次谐波混 频器接收来自本机振荡链720低的振荡信号和高的振荡信号。本机振 荡链720从合成器354接收一个具有参考频率的合成器信号。次谐波混 频器1102和1104的输出被发送给信道滤波器376，并且最终由该基带 模块202处理。

在图7中，来自该下变换混频器702的该发射环信号被引入低通滤 波器506。低通滤波器506限制该发射环信号的最高频率，并且衰减 所有的高频激励或者混合成分。该低通滤波器506传送该发射环信号 到该正交混频器716。正交混频器716混合该“I”和“Q”信号与一个 90度相移的发射环信号，并且求和该结果信号以产生一个具有中频 fIF的调制发射环信号。

在图9中更详细地举例说明了正交混频器716。正交混频器716是 一种可以利用该频率计划的调制器。那些本领域普通的技术人员将认 识到可供选择的调制器，比如无源的调制器。正交混频器716包括一 个“Q”混频器602，一个“I”混频器604，一个90度移相器606，以 及一个求和器608。移相器606将来自低通滤波器506的输入信号(在 此是发射环信号)分解为二个90度相移的信号。“I”混频器604将该 “I”调制信号与一个0度基准信号混合，以及“Q”混频器602将该 “Q”调制信号与一个90度基准信号混合。求和器608合成来自“Q” 混频器602和“I”混频器604的输出信号，以形成同时具有“I”和“Q” 分量的调制发射环信号。

在图7中，来自该正交混频器716的该调制的发射环信号然后被引 入一个带通滤波器718。该带通滤波器718产生一个滤波调制的发射环 信号。

该滤波调制发射环信号然后被引入第二可编程分频器710。第二 可编程分频器710可以由变量D2分频。第二可编程分频器710产生一个 具有分频频率fDF的分频的信号，这里频率fDF与频率fCOMP相同。第一 可编程分频器708和第二可编程分频器710属于本领域普通的技术人 员众所周知的类型。

该频率分频的信号被作为第二输入引入到鉴相器406。根据比较 来自第一可编程分频器708和第二可编程分频器710信号的相位比较， 鉴相器408产生一个适当的输出信号。如果二个信号的相位被调整好， 该发射环被“锁定”。如果该发射环被锁定，认定没有调整电压，并 且第一可变控制振荡器712或者第二可变控制振荡器714继续在相同 的频率上振荡。如果一个信号领先或滞后另一个，鉴相器406输出一 个与在该二个信号之间的相位差成正比的脉冲。该输出脉冲通常被称 为“上升”或者“下降”信号，并且典型地具有一个与在鉴相器406 输入信号之间的相位差成正比的宽度或者持续时间。

根据从鉴相器406接收的信号，电荷泵410产生一个调整该第一可 变控制振荡器712，或者第二可变控制振荡器714的调制发射信号频率 的电流。该电荷泵410的电流根据需要被增加或者降低，以用于校正 相位超前或者滞后。如果该发射环被锁定，该电荷泵304的电流既不 增力加也不降低。

环路滤波器412从电荷泵410电流形成一个控制电压，并且施加它 到第一可变控制振荡器712，或者第二可变控制振荡器714。对于环路 滤波器412通常的配置是一个简单单极、低通滤波器，它可以以单个 电阻和电容器实现。可变控制振荡器712，或者第二可变控制振荡器 714在一个特定的发射频率信道附近振荡，该信道根据需要由通过环 路滤波器412施加的控制电压调整。在GSM中，每个发送频率信道的 带宽是200kHz。

如果该移动通信设备22工作在低的或者GSM模式，该开关718的 输出可以表示为：

$f_{\mathrm{TxLO}}=f_{\mathrm{LO}1}=\frac{f_{\mathrm{ref}}}{3}$ (等式3)

以及：

$f_{\mathrm{COMP}}=\left(\frac{f_{\mathrm{ref}}}{3}\right)\left(\frac{1}{D_1}\right)$ (等式4)

当该发射环被锁定的时候：

$f_{\mathrm{COMP}}=\frac{{2f}_{\mathrm{TxLO}}-f_{\mathrm{TxLOW}}}{D_2}=\frac{f_{\mathrm{IF}}}{D_2}=\left(\frac{f_{\mathrm{ref}}}{3}\right)\left(\frac{1}{D_1}\right)$ (等式5)

等式5的两侧乘以“D2”，结果形成：

${2f}_{\mathrm{TxLO}}-f_{\mathrm{TXLOW}}=\left(\frac{D_2}{D_1}\right)\left(\frac{f_{\mathrm{ref}}}{3}\right)$ (等式6)

求解fTxLOW并且从等式3代入，结果形成：

$f_{\mathrm{TxLOW}}=\frac{{2f}_{\mathrm{ref}}}{3}-\left(\frac{D_2}{D_1}\right)\left(\frac{f_{\mathrm{ref}}}{3}\right)$ (等式7)

如果发射机700工作在DCS模式，该开关718的输出可以 表示为：

$f_{\mathrm{TxLO}}=f_{\mathrm{LO}2}=\frac{{2f}_{\mathrm{ref}}}{3}$ (等式8)

以及：

$f_{\mathrm{COMP}}=\left(\frac{{2f}_{\mathrm{ref}}}{3}\right)\left(\frac{1}{D_1}\right)$ (等式9)

当该发射机700的发射环被锁定的时候：

$f_{\mathrm{COMP}}=\frac{f_{\mathrm{TxLO}}-f_{\mathrm{TxHIGH}}}{D_2}=\frac{f_{\mathrm{IF}}}{D_2}=\left(\frac{{2f}_{\mathrm{ref}}}{3}\right)\left(\frac{1}{D_1}\right)$ (等式10)

等式10的两侧乘以“D2”，结果形成：

$f_{\mathrm{TxLO}}-f_{\mathrm{TxHIGH}}=\left(\frac{D_2}{D_1}\right)\left(\frac{{2f}_{\mathrm{ref}}}{3}\right)$ (等式11)

求解fTxHIGH并且从等式8代入，结果形成：

$f_{\mathrm{TxHIGH}}=\frac{{4f}_{\mathrm{ref}}}{3}-\left(\frac{D_2}{D_1}\right)\left(\frac{{2f}_{\mathrm{ref}}}{3}\right)$ (等式12)

等式7和12表明，发射信道可以通过改变合成器354信号频率fref 和通过改变分频比D2和D1被编程。在一个实施例中，该发射信道被按 照该频率计划表314调整。

理想地，一个用于选择发射信道以降低不受欢迎的频率相互影响 的系统：(1)将随着每个发射信道改变发射环信号频率fIF；(2)将不 需要改变与接收机载波波形频率相距太远的该合成器354的信号参考 频率fref；(3)将不要求合成器354的调谐范围太宽；和(4)即使该系统 将改变该发射环信号频率fIF，在内环路(in-loop)调制器上，该计 划将不改变该发射环信号频率fIF太多。

通过随着每个发射信道改变发射环信号频率fIF，该频率分配计划 允许发射环信号频率fIF保持该合成器354信号参考频率fref的一个次 谐波。保持发射环信号频率fIF作为合成器354信号参考频率fref的次 谐波，消除在该发射环中零交点分支。

限制在合成器354信号参考频率fref和接收机载波波形频率之间 的变化，导致帧内频率跳跃最小化。将帧内频率跳跃减到最小提高了 用于多时隙工作(诸如在时分多址中使用那样))的切换速度。限制 该合成器354调谐范围降低了制造该合成器354的成本。通过限制该发 射信号频率fIF在内环路(in-loop)调制器上的变化，第三和第四谐 波可以由单个滤波器(诸如带通滤波器718)抑制。减少第三和第四谐 波可减少在该发射环中4x调制分支。

该频率分配计划将每个发射信道频率与多个分频比D1和D2的组 合以及可用于获得发射信道频率的频率fref联系起来。根据由设计者 以特定结构的经济性为基础所选择的约束，删除不能满足这些约束的 分频比和频率fref组合，以及形成了一个频率计划表，其将每个所需 要的发射信道与可用于产生发射信道的最优变量组合相结合。这些可 能的约束包括，但是不局限于：在频率fref和与寄生音调相关的频率 fref之间保持足够的频率偏移、最小化产生fref的该合成器354或者其 他设备要求的调谐范围、并且最小化在用于每个发射信道频率的发 射环中fIF必须覆盖的范围。这些分频比确定用于第一可编程分频器 708和第二可编程分频器710的编程。

图10示出用于生成频率计划表314的系统的流程图1000。该频率 计划表314可以通过下列步骤确定：(1)选择一个用于分频器710的 分频比(步骤1002)；(2)将每个发射载波信号频率与步骤1002的分频比 相结合，并且把分频器708的分频比和需要的fref的组合制成表(步骤 1004)；(3)借助于步骤1004所涉及的变量(分频器708比和fref)不同的 选择，根据距覆盖发射信道要求的fref可接受的寄生偏移量，确定最 小合成器354调谐范围(步骤1006)；(4)删除要求大于合成器354调谐范 围阈值的调谐范围的分频比和fref组合，(步骤1008)；(5)确定用于步 骤1002的分频比的发射环信号频率fIF范围(步骤1010)；(6)删除要求 用于调制器输入的频率fIF范围大于调制器输入频率范围阈值的分频 比和fref组合(步骤1012)；(7)重复步骤1006至1010，以优化用于该合 成器354的调谐范围阈值和该调制器输入频率范围阈值(步骤1014)； (8)如果该移动通信设备22支持多路传输频带，对于每个发射频率频 带重复步骤1-7(步骤1016)。

可以通过设置分频比D2等于1和2来实现来完成步骤1002。可以使 用等式1(借助于fref＝fout)和使用D1等于9、10、11和12来实现步骤 1004。根据设计者所选择的该特定的发射机结构和设计者所选择的该 合成器354和调制器的工作特性，移动通信设备22设计者确定该合成 器354调谐范围阈值和该调制器输入频率范围阈值。那些本领域普通 的技术人员都熟悉这些用于选择最优化设计的阈值。

步骤1002至1016的结果是一个频率计划表314，其将发射频率信 道与该合成器354、该第一可编程分频器708以及该第二可编程分频器 710工作联系在一起。该频率计划表314可以存储在该移动通信设备22 中的一个存储单元中，并且无论何时该移动通信设备22访问一个发送 频率信道时，可以访问该频率计划表314。该频率计划表314可以存储 在基带存储器304中。当该发射环被编程的时候：期望的参考频率fref 可以经由线路722被发送给该合成器；分频比D1可以经由线路724被 发送给第一可编程分频器708；以及分频比D2可以经由线路726被发 送给第二可编程分频器708。

在另一个实施例中，该频率计划表314可以存储在该射频模块208 中。在这个实施例中，可以自动设置该分频比和期望的参考频率fref。

在另一个实施例中，除了调谐阈值和fIF阈值以外，其它的约束可 以放置在要求的分频比上，诸如最小发送频率范围和/或最小可变控 制振荡器调谐范围。

在图7示出的该频率计划表314和电路允许移动通信设备22去使 用单个合成器354和一个发射环来实现多频带发射机。该移动通信设 备22可以被用作一个具有多时隙性能的GSM发射机。该移动通信设 备22与该频率计划结合，最小化了与小数分频分支相关的问题。

应该强调的是，以上所述的频率计划的实施例，特别是所有的“优 选的”实施例仅仅是实现本发明可能的例子，仅仅是为了清楚地阐明 该频率计划的原理。可以对于以上所述的频率计划的实施例进行许多 的变化和修改而基本上没有偏离该频率计划的精神和原理。所有上述 的修改和变化在这里都包括在本公开文件和该频率计划之内，并得到 所附权利要求的保护。

                   发明背景