背景技术
[0001] 如本领域已知的，功率
电子器件是解决
能源挑战的关键技术。功率电子器件的性能上的改进加上它们的扩展应用，能带来电
力消耗的大幅减少(据估计多达20-30％)。然而，实现电力消耗上这样的减少需要系统具有与现有系统相比提高的效率，同时更小且更便宜。这样的功率电子器件对于(通过负载和源的改善的能力的效率)降低
能量的消耗以及(例如，通过功率因数的改善)改善
电网自身的效率两者都是重要的。目前，功率电子器件在电网
接口层的效率通常在满载时在约70-90％的范围内。此外，该效率通常在减载时快速下跌，使得平均效率，以及损耗，低于70％-90％的范围。例如，据估计，供电损耗占电子产品消耗的全部能量的20至70％。类似地，差的功率因数据估计间接导致商业建筑中多达2.8％的能量消耗。因此存在着提供具有改善的峰值和平均效率、改善的功率因数以及也具有减小的大小、重量和降低的成本的功率电子器件的需要，以实现较大的采用和利用率。
[0002] 能够在其中进行这样的改进的一个领域是在提供高压DC或AC输入(即，电网
电压)与低压DC输出之间的接口的电力供应中。这包括能量从AC电网到DC负载(例如计算机、电子设备及LED照明，其代表了
电能的大量使用和在其中损耗了大量能量的地方两者)的供应。已报道，超过28％的家庭电能使用进入了“各种各样的”负载——包括具有供电前端的电子设备。此外，进入电子负载的能量的百分数以其他负载的两倍的速率增长。全美国家能源消耗中多达4％能够追溯到针对电子负载的供电损耗，很大程度上是由于差的平均供电效率。此外，功率因数校正的缺乏在大多数电力供应中产生额外的间接(系统级)损耗，其可能是相当可观的。这代表了巨大的能量浪费和不必要的排放的生成。
[0003] 改进的功率转换对于DC-输入系统也是重要的。DC分布(额定在380V DC)有时被视为是对商业建筑和
数据中心中的AC分布的备选，因为其提供更高的效率、对功率因数校正的更有效的管理，以及分布式
可再生能源与能量存储的更容易的集成。例如，早期的展示已表明，在数据中心中380V DC分布架构能够得到超过标准208V AC分布约15％的能量节约。这是由于在DC分布系统中需要的更高的分布电压和更少的电压转换级。
[0004] DC分布的效率至少部分地取决于将电压从380V(实际上260V–410V)转换到照明和电子负载所需要的较
低电压的DC-DC转换器。在数据中心中——其中预计首先部署这样的DC分布架构，将需要使用位于每个“台架”(即，用于安装多个设备模
块的
框架或封装)中的DC-DC转换器把380V DC源转换到12V，以为
服务器供电。为了降低这样的架构中的成本，将需要极高效率的转换器(例如，具有在97％及以上范围内的效率的转换器)。
[0005] 将能量从高电压DC或AC源递送到低电压DC负载的高性能功率转换器——具有与AC电网一致的输入电压(例如，直到240V AC)和DC分布系统(260–410V DC)以及几伏特到几十伏特的
输出电压，实现了直到90-95％的效率(5-10％的损耗)，平均效率要低得多。达到更高效率、更大功率因数的技术，以及将能量从高电压DC或AC源递送到低电压DC负载的功率转换器的小型化可能难以设计，因为高输入电压和大电压转换比率可能导致大的
半导体开关和磁芯损耗(例如，在
变压器和电感器中)，并且宽操作范围的输入电压(例如
1.6：1或更大)和功率(例如10：1或更大)为许多设计技术造成限制。
[0006] 用于在开关转换器(switched converter)内实现高效率功率转换的一种技术包括使用零电压切换(“ZVS”)(其中在晶体管开启或关闭时晶体管电压被限制为接近零)和/或零
电流切换(“ZCS”)(其中在晶体管开启或关闭时晶体管电流被限制为接近零)。没有软切换，晶体管切换损耗可能降低转换器的效率并限制功率
密度。
[0007] 遗憾的是，尽管可用的软切换
电路能够在特定操作条件下达到非常高的效率，但当考虑在宽泛变化的输入电压和功率
水平上的操作要求时，性能倾向于大大降低。尤其地，利用常规的电路设计和控制方法，难以随着功率从最大值降低以及随着输入电压从额定值变化而维持合乎期望的电路
波形(例如，ZVS/ZCS切换、最小传导电流等)。
[0008] 例如，一种用于控制谐振
软开关逆变器(例如，
串联、并联、串并联、LLC转换器等)的技术是频率控制技术，其中通过调制转换器切换频率，来面对负载和输入电压变化调整输出电压。由于要实现ZVS切换(其在高压水平是重要的)的电感性负载要求，在这样的转换器中功率是通过增大切换频率来降低的，这可能加剧切换损耗。宽频率操作也使
磁性部件和EMI
滤波器的设计更具挑战性。此外，取决于谐振槽设计，转换器中的环流可能不会带功率回退，降低了功率传输效率。
[0009] 能够以固定频率被用于桥式转换器的备选方法是
相移控制，在其中调制多个逆变器桥臂的相对时序以控制功率。然而，使用相移控制的常规全桥谐振转换器受以下
缺陷影响，即由于桥臂被异相化以降低输出功率而在切换时两个逆变器桥臂之间的不对称电流水平。结果是，超前逆变器桥臂中的晶体管开始在大电流断开。同样，随着异相化增加，滞后逆变器桥臂中的晶体管失去ZVS接通能力。这些因素造成额外损耗，并在部分负载时导致较低的转换器效率，以及因此导致差的设计权衡。
[0010] 也已开发出其他固定频率控制技术，例如不对称钳位模式控制和不对称脉冲宽度控制。然而，这些技术也在降低输出功率时失去零电压切换(ZVS)能力。因此，它们也没有在宽的负载范围上维持高效率。存在着对于能够在宽输入电压和功率范围上操作时提供减少的损耗，并且能够提供大的步降电压转换的电路设计与关联控制的明显需要。
[0011] 频率倍增器电路能够被用于极高频RF应用中，并且有时被用于切换模式逆变器和功率
放大器中。然而，由于频率倍增器逆变器的输出功率相对于要求的设备额定值固有地低，频率倍增器电路通常不被用于DC-DC转换器中。
发明内容
[0012] 根据本文中描述的概念、系统和技术，一种DC-DC功率转换器包括具有两个或更多个开关逆变器(switched inverter)的逆变级，所述逆变级被配置为从源接收DC功率并产生切换的AC输出功率
信号。变压级被耦合为从所述逆变级接收所述切换的输出功率信号，对所述输出功率信号进行整形，并产生经整形的功率信号，所述变压级具有基准操作频率。具有两个或更多个开关逆变器的整流级被耦合为接收所述经整形的功率信号并将所述经整形的功率信号转换成DC输出功率信号。
控制器电路被配置为以可变频率倍增器模式操作所述逆变器和/或
整流器。
[0013] 利用该特定布置，提供了可变频率倍增器(“VFX”)功率转换器。通过提供能够以基准切换频率模式和谐波切换频率模式两者操作的具有逆变级和/或整流级的所述功率转换器，提供了具有在宽负载范围上的效率特性——高于
现有技术功率转换器在相同负载范围上的效率特性——的所述VFX功率转换器。此外，在一个
实施例中，当在宽输入电压和功率范围上操作时，本文中描述的所述VFX功率转换器被提供为具有与在相同的宽输入电压和功率范围上操作的现有技术功率转换器的损耗特性相比降低的损耗特性。更进一步，在一个实施例中，本文中描述的所述VFX功率转换器也能够提供与现有技术的功率转换器的步降电压转换相比相对大的步降电压转换。
[0014] 在另一实施例中，一种DC-DC功率转换器，包括具有两个或更多个开关逆变器的逆变级，所述逆变级被配置为在其输入处接收DC功率并在其输出处产生切换的AC输出功率信号。变压级从所述逆变级输出接收所述切换的输出功率信号，并对所述输出功率信号进行整形以在其输出处产生经整形的功率信号。具有两个或更多个开关逆变器的整流级，所述整流级在其输入处接收所述经整形的功率信号并在其输出处将所述经整形的功率信号转换成DC输出功率信号。控制器电路被耦合为以可变频率倍增器模式操作所述功率转换器，其中，以一频率或占空比来切换所述逆变级或所述整流级中的所述开关逆变器中的至少一个，这得到具有为由所述功率转换器生成的基准频率的谐波的频率的
输出信号。在一些实施例中，以谐波频率或占空比来切换所述逆变级中的所述开关逆变器和所述整流级中的所述开关逆变器两者中的至少一个。
[0015] 利用该特定布置，提供了一种能够多模式操作的功率转换器。通过使用切换频率的基准开关逆变器，所述功率转换器操作为提供最大输出电压(或功率)模式。通过使用所述切换频率的谐波开关逆变器，所述功率转换器进入较低功率操作模式。应认识到，可以以多模式操作所述逆变级和所述整流级中的任一个或两者，以实现所述功率转换器的期望总体操作模式。
附图说明
[0016] 从以下对附图的描述可以更充分地理解前述特征。附图旨在辅助解释和理解所公开的技术。由于图示并描述每种可能的实施例常常是不实际或不可能的，因此所提供的附图描绘一个或多个示范性实施例。因此，附图不想要，并且也不应被解释为限制本文描述的概念、系统、电路和技术的范围。附图中相似的数字指代相似的元件。
[0017] 图1是可变频率倍增器(“VFX”)功率转换器的方
框图。
[0018] 图2是具有多个逆变器和整流器电路的VFX功率转换器的方框图。
[0019] 图3是可以被用于功率转换器的极的逆变器的示意图，该功率转换器可以与图1或图2的功率转换器相同或相似。
[0020] 图4是针对一系列切换信号的幅度对时间标绘图，该切换信号操作可以与图3的逆变器相同或相似的逆变器的开关。
[0021] 图5是逆变器的输出信号幅度对逆变器的切换占空比的标绘图。
[0022] 图6A和图6B是逆变器的输出的图。
[0023] 图7是具有层叠式逆变器的功率转换器的示意图。
[0024] 图8A和图8B是逆变器的输入和输出信号的图。
[0025] 图9是具有谐振槽电路的功率转换器电路的示意图。
[0026] 图10是具有一对谐振槽电路的功率转换器电路的示意图。
[0027] 图11是半波整流器电路的示意图；
[0028] 图11A是与图11的半波整流器相关联的一系列波形。
[0029] 图12和图12A是整流器电路的一系列示意图；并且
[0030] 图12B是与图12和图12A的整流器电路相关联的波形的标绘图。
具体实施方式
[0031] 在描述VFX功率转换器概念、系统和技术之前，解释一些介绍性概念和术语。本文中关于附图描述的是用于提供具有与现有技术功率转换器相比相对高效率的可变频率倍增器(“VFX”)功率转换器(有时在本文中也称作“功率转换器”或更简单地“转换器”)的概念、系统和技术。如本文中使用的，术语“电力网络”(或者更简单地，“电网”)指用于将电力从供应商递送到消费者的互联的网络，并且不应用其暗示任何特定物理布局或广度。因此，如本文中使用的，术语“电网”可以指整个大陆的电力网络、区域性中转网络，或者可以被用于描述子网络，例如当地公共设施的输电网或分布电网。
[0032] 现在参考图1，可变频率倍增器(“VFX”)功率转换器100在这里被示为包括三个极，对应于逆变级102的第一极、对应于变压级108的第二极以及对应于整流级112的第三极。
[0033] 在一个实施例中，逆变级102在其输入部接收DC
输入信号104并在其输出部提供中间AC输出信号106。变压级108在其输入部接收AC输出信号106并以一种或更多种方式在AC输出信号106上进行变压或操作，该一种或更多种方式包括，但不限于：提供电压变换、电气隔离和波形整形等，以在其输出部提供AC输出信号110。整流级112，在其输入部接收AC输出信号110并以多种方式将AC输出信号110转换成适合使用的DC输出信号114，该多种方式包括，但不限于向电子设备(例如数据中心内的服务器)或向其他DC负载提供电力。
[0034] 被耦合到逆变级102和/或整流级112的是控制器电路116。控制器电路116被配置为控制逆变级102和/或整流级112的切换操作。如下文将要讨论的，逆变级102包括可协同操作以将DC输入信号104转换成AC输出信号106的一个或多个开关。类似地，整流级112包括可协同操作以将AC信号110转换回DC输出信号114的一个或多个开关。控制器电路116被耦合为控制这些开关的操作和时序。
[0035] 控制器电路116能够以各种频率——取决于输入信号104的功率或电压以及输出信号114的期望输出功率或电压——控制逆变级102和/或整流级112。尽管示出了DC/DC转换器，但转换器100也能够通过在输入和/或输出端口增加整流级和/或逆变级，来用作AC/DC、DC/AC或AC/AC转换器。
[0036] 转换器100也能够在宽的电压操作范围上(例如，大转换比率——例如大的步降变压，以及要求的转换比率上的大的变化)以及宽的功率操作范围上操作。尤其地，通过改变逆变器102和/或整流器112的操作频率、占空比，和/或其他时序，控制器116能够改变转换器100的操作模式，以当转换器100以不同的输入电压或功率、输出电压或功率等操作时，提高转换器100的效率。在效果上，转换器100能够改变操作模式为控制器100“换挡”，以补偿不同的输入和输出电压，以提高转换器100的高效操作能够被维持的范围。
[0037] 在一个示范性实施例中，控制器116能够改变转换器100的操作模式，而不变更功率被传输通过变压级108的主导频率。换言之，控制器116可以用逆变级104的基准频率的整数倍的谐波频率操作逆变器104，和/或用变压级108或整流级112的基准频率的整数倍的谐波频率的频率操作变压级108。通过改变整流级112的操作频率，转换器100也能够在合乎期望的应用中提供通过整流级112的自然步降电压转换，这可以减少与变压级108相关联的负担和功率损耗。
[0038] 现在参考图2，转换器100b——其可以与上述的转换器100相同或相似——包括逆变级102，逆变级102包括多个逆变器电路(在图2的示范性实施例中示出两个示范性逆变器电路200和202)。尽管示出了两个逆变器电路，但逆变级102能够根据设计的需要或为了满足期望的性能特性，而包括一个、两个或更多个逆变器电路。本领域普通技术人员在阅读了本文中提供的描述后，将理解如何选择逆变器的数目以包括在逆变级102中。类似地，整流级112包含多个整流器电路204和206。尽管示出了两个整流器电路，但整流级112能够根据期望包括一个、两个或更多个整流器电路。再次，本领域普通技术人员在阅读了本文中提供的描述后，将理解如何选择整流器的数目以包括在整流级112中。
[0039] 逆变器电路200和202以及整流器电路204和206包括具有控制
端子的内部切换元件(或更简单地“开关”)，如将在下面讨论的。在一些示范性实施例中，这些开关由一个或多个
场效应晶体管(FET)来实施。控制器116可以被耦合到切换元件控制端子(例如FET的栅极)以控制开关的操作。在实施例中，控制器116能够独立于逆变器202的切换操作地控制逆变器200的切换操作，并且独立于整流器206的切换操作地控制整流器204的切换操作。例如，控制器116能够以一种频率或占空比操作逆变器200，并且同时以另一种频率和/或占空比操作逆变器202。当然，如果期望的话，控制器116能够以相同的频率和占空比操作逆变器200和202。相同的概念也适用于整流器204和206——控制器116能够彼此独立地操作整流器204和206。
[0040] 变压级108包括所谓的阻抗控制网络(“ICN”)。然而，也能够使用其他类型的变压级，包括谐振转换网络和/或例如在双有源桥系统中使用的电感变压器网络。变压级108操作为对操作波形进行整形，以在操作范围上维持晶体管同时的零电压切换(ZVS)和接近零电流切换(ZCS)，以降低(并且理想地最小化)压力和切换损耗，并使得转换器100能够被实施为具有高效率和功率密度两者。尽管示范性转换器100b被示为并入了阻抗控制网络，但也将认识到，可变频率倍增控制器116、逆变级102和/或整流级112能够被包括在其他转换器系统中，包括串联谐振转换器、并联谐振转换器、串/并联谐振转换器、LLC转换器以及其他谐振和非谐振功率转换器，包括双有源桥转换器及相关变型(例如使用更为复杂的逆变器或整流器结构)、双端正激式变换器等。
[0041] 尽管在图2的示范性实施例中逆变器电路200和202被示为以并联配置耦合，但应认识到，能够串联、并联，或串联与并联连接的组合地，耦合逆变级102内的逆变器电路。类似地，也能够串联、并联，或串联与并联连接的组合地，耦合整流级112内的整流器电路。
[0042] 如上文指出的，转换器100和100b采用逆变级和/或整流级的频率倍增器操作模式，以在宽操作范围的输入功率或电压，以及输出功率或电压上维持高效率性能。
[0043] 在一个示范性实施例中，转换器100和100b采用逆变器和/或整流器的额外操作模式，以增大操作范围，例如针对降低的输出电压和/或输出功率条件或者针对高输入电压条件。在该情况中，频率倍增能够被用于扩展转换器的有效操作范围并改善其性能(例如针对低功率和低输出电压)。
[0044] 为了说明该概念，图3示出示范性的逆变器电路300，其可以与逆变器电路200和202相同或相似。逆变器电路300可以被称为叠桥逆变器，由于输入电压V输入，输出在层叠的电容器302和304上被分裂成两个标称相等值的VDC(其中VDC标称上等于约0.5*V输入，输出)。
能够被动地或通过控制器116的主动控制，来维持电容器304和306两端的电压，控制器
116可以控制开关308-314的操作。图3中示出的能量存储和切换元件部件(其可以是半导体设备)理想地额定为总
母线电压的一半。示于元件302两端的逆变器输出电压VO表示对负载网络的输入(例如对变压级108的输入)。也能采用常规的包括两个半桥(具有并联的输入端口)的全桥逆变器结构。注意，向后驱动(即以关于AC电流的正确时序在端子316提供输入功率并在端子318产生输出功率信号)该结构也能充当叠桥整流器。
[0045] 在操作中，输入电压V输入被分裂成两个，每个半桥理想地被提供为具有对应于0.5·V输入，输出的电压水平VDC(即VDC＝0.5·V输入，输出)。应注意，也能使用包括具有并联输入的两个半桥的常规全桥逆变器。通过控制构成的半桥逆变器的基准切换周期，额外于下半桥逆变器320和上半桥逆变器322的占空比D1和D2，以及它们之间的时间延迟Δt，逆变器电路300能够以要驱动负载网络(未示出)所需要的频率f0(操作周期T0＝1/f0)产生具有合乎期望的特性的输出波形vo(t)。逆变器系统能够被控制为合成输出频率f0，其为基准逆变器切换频率的倍数(即谐波)fA＝1/TA(即，使得叠逆变器被操作为频率倍增器)。
此外，通过对操作点的恰当选择，能够变化倍增器比率，提供所谓的操作中“换挡”，同时保留软切换及其他期望的操作特性。
[0046] 现在参考图4，是图示对图3的逆变器电路300的半桥320或322中的一个的傅立叶分析的图。该图图示以占空比D每操作周期TA一个脉冲操作的半桥中的一个的输出。波形被示为在时间上平坦，没有时间延迟。可以增加额外的延迟Δt。
[0047] 如果构成的半桥中的一个以具有平坦操作波形的占空比D1和周期TA操作，如图4中所图示的，则半桥输出电压波形能够被表示为以下傅立叶级数：
[0048]
[0049] 现在参考图5，示出了作为占空比的函数的该波形的基准及其谐波的幅度(归一化到为2·Vdc/π的最大值)。半桥逆变器的占空比、延迟和切换周期能够被选择为形成不同的操作模式。
[0050] 以期望的输出频率(例如TA＝T0)操作逆变器——在半桥之间具有为周期的一半的延迟Δt＝0.5，TA，并且具有相同的占空比D1＝D2＝0.5，得到如图6A中示出的输出波形。这是人们能利用的正常逆变器操作，其在该应用中被称为“基准操作模式”。然而，如果以为期望输出的一半的基准频率操作半桥逆变器(例如TA＝2·T0；D1＝0.25；D2＝0.75；并且Δt＝0)，则实现“倍频”操作模式，其得到图6B的输出波形vo。该操作点抵消了半桥波形的基准，并且增强它们的二次谐波(参见图5)。因此，图6B的输出波形可以具有与图6A的输出波形相同的频率f0，但一半的输出幅度，并且个体晶体管以一半的速率切换(降低了栅极和切换损耗)。来自负载网络的电流(例如，具有f0的感性负载)在每次转换都为个体晶体管提供了软切换机会，就像在基准模式中那样。以此方式操作，逆变器作用为具有变化的倍增器比率(在该情况中为1和2)的频率倍增器。通过该可变频率倍增器(VFX)操作提供的灵活性对于在保留其他系统操作特性的同时有效地跨度宽的功率和电压范围来讲，是宝贵的。
[0051] 现在参考图7，谐振转换器电路700——其可以与上述转换器电路相同或相似——包括也是层叠的一对叠桥702和704。这具有针对高电压输入使用低电压设备的益处。在许多选项中，该电路能够以基准模式，以及倍增器模式(包括倍频和四倍频模式)来操作，用于扩展有效操作范围。
[0052] 现在参考图8A和图8B，示出了表示转换器700的操作的波形。波形802a和802b表示转换器的经整流的输出电流。虚线804a和804b表示转换器的平均输出电流。波形806a和806b示出跨一个逆变器开关两端的电压，并且
正弦波形808a和808b示出通过合路器网络的关联支路的电流。图8A和图8B图示转换器700的两种操作模式。在图8A中，全部四个半桥逆变器开关都以500kHz 50％占空比切换，并且在图8B中，两个逆变器以250kHz
25％占空比并且另外两个以75％占空比切换。第二种模式提供了电压的自动步降，帮助在低输出功率维持高效率，如例如通过与波形802a和804a相比较波形802b和804b的降低的高度可见。
[0053] 以上范例在被应用于阻抗控制网络(“ICN”)转换器系统时是可扩展的。ICN能够被用于减少切换计数和/或实现额外的倍增器操作模式。
[0054] 参考图9，例如，ICN转换器900(其可以与上述转换器电路相同或相似)包括逆变器902和904。逆变器902和904可以由控制器(例如图1中的控制器116)以VFX配置操作。换言之，逆变器902和904可以以基准频率和占空比比率(即基准模式)，或者以为基准频率和占空比的倍数的频率和占空比来操作。逆变器902和904可以由控制器116以相同频率来操作，或者可以以不同频率来操作。
[0055] 在基准模式中，半桥逆变器902和904在D＝0.5的相移控制下以期望的输出频率f0操作，如前文所述。在倍增器模式中，控制器116以期望输出频率的一半操作半桥逆变器(其中D1＝0.25并且D2＝0.75，其使二次谐波分量最大化)。在该情况中，(由于ICN控制要求)实现了半桥逆变器的基准输出分量的部分抵消。这被ICN网络906的滤波性质扩增，以衰减不期望的基准分量。在操作中，输出中为f0/2的频率分量对系统在倍增器模式中的操作范围具有可忽略的影响。因此，通过改变逆变器的频率和/或占空比，电路能够以在宽范围的输入电压和功率以及输出电压和功率上较低的输出功率、切换损耗，以及传导损耗操作。
[0056] 也有可能实现另外的倍增器操作模式。例如，除了基准和双倍模式以外，例如图7中示出的转换器700，能够由控制器116以四倍频模式操作(其中每个半桥以基准频率的四分之一操作)，使用直接抵消与滤波的组合，以减轻在f0以下的分量。备选地，上桥702和下桥704能够相对于彼此相移，以提供相移桥的等价波形，但具有针对每个叠桥以在基准和倍频模式之间切换模式的增加的能力。
[0057] 也有可能通过控制逆变器之间的相移，代替或额外于控制频率和占空比和/或突发开启或关闭转换器，来控制转换器的输出功率。在该情况中，无损合路器(例如图1中的变压级108)能够利用
电阻压缩网络被扩增，以形成仍维持逆变器的近电阻负载的阻抗控制网络，如图9中所示。利用该合路器-RCN阻抗控制网络，能够使由两个逆变器看到的电纳作为输出功率的函数而恒定，针对标称输入和输出电压为负(即，导通)且任意小，如图10中所示。随着输入和输出电压从它们的标称值变化，电纳轻微变化，但比没有合路器-RCN阻抗控制网络时的变化小得多。因此，能够使由逆变器看到的导纳在标称输入和输出电压时的完整输出功率范围上为纯导通的，并且在输入和输出电压的合理宽的变化上主要为导通的。
[0058] 利用VFX逆变级的额外操作模式的可用性实现了在宽输入和输出功率范围上的有效操作。此外，由于能够在倍增器模式中使用较低的合成驱动电压，该技术能够被应用于在增大的输入电压范围或输出电压范围上有效操作。
[0059] 参考图10，也将认识到，尽管上述逆变器在这里被示为将DC转换为AC，但逆变器结构也能够被用于在向后驱动时，将AC转换为DC(即，形成VFX整流器)。源自逆变器的可变频率倍增的操作模式中的改变因此能够被应用到DC-DC转换器的整流器部分。VFX逆变器结构和整流器结构能够被
配对到一起(例如，为双有源桥或叠桥或双叠桥配置或为例如图10中的ICN转换系统)以得到还要更宽的操作范围。这可以通过在不同的操作模式中操作逆变器部分和整流器部分来实现。
[0060] 例如，图10中的转换器电路1000包括逆变级和整流级。逆变级包括层叠式倒相器结构，该层叠式倒相器结构包括逆变器1006和逆变器1008。整流级包括逆变器1010和逆变器1012。在一实施例中，控制器(例如图1中的控制器116)能够如上所述，以基准频率和占空比或以基准频率和占空比的倍数，操作逆变级的逆变器1006和1008。控制器也能够如上所述，以相同模式或以彼此不同的模式操作逆变器1006和1008。
[0061] 类似地，控制器能够如上所述，以基准频率和占空比或者以基准频率和占空比的倍数，操作整流级的逆变器1010和逆变器1012。控制器也能够如上所述，以相同模式或以彼此不同的模式操作逆变器1006和1008。
[0062] 在一实施例中，整流级可以被实施为半桥整流器，例如图11中示出的，其提供额外的电压步降，以利用图11A中的关联波形降低变压级上的负担。
[0063] 图12和图12A示出与图11的等价半桥整流器相比较能够提供额外的因数为二的步降的切换电容器整流器的范例。这是利用低电压设备(即仅针对输出电压额定)和栅极驱动电路来实现的。在图12B中图示与图12和图12相关联的波形图案。
[0064] 在一些示范性实施例中，逆变器结构和整流器结构的操作模式能够提供自然的电压或功率步降。如上文关于图8A和图8B指出的，以不是基准频率和/或占空比的频率和/或占空比操作逆变器中的一个或多个能够得到在逆变器的输出的电压步降。因此，控制器电路能够通过以不是基准操作模式的可变频率倍增器模式操作逆变器1006或1008中的一个或多个，步降包括逆变器1006和1008的整流级的输出电压。
[0065] 在实施例中，控制器能够以可变频率模式操作逆变级中的逆变器中的一个或多个，和/或以可变频率模式操作整流器中的逆变器中的一个或多个。通过这么做，转换器电路能够取决于所期望的应用，在宽范围的输入电压和功率以及输出电压和功率上实现高效率。
[0066] 已描述了优选的实施例，它们用于说明为本
专利的主题的各种概念、结构和技术，现在对本领域普通技术人员将变得明显的是：可以使用并入了这些概念、结构和技术的其他实施例。因此，所提交的是，本专利的范围不应被限制到所描述的实施例，而是应仅由
权利要求书的精神和范围来限定。本文中引用的全部参考文献在此都通过引用将其整体并入本文。
