技术领域
[0001] 本
发明属于数字
信号处理技术领域，具体涉及数字信道化技术。
背景技术
[0002]
电子战是现代战场中的重要组成部分，对战争的结果有重大影响。电子战接收机是电子战中的重要系统，具有重要的研究价值。
[0003] 现代战场上，无论在时域上还是在频域上都充斥着高
密度的电磁信号，对电子战接收机提出了新的挑战。这些信号具有以下特点：
频率范围广，当前的大多数雷达系统的工作频率范围
覆盖在2～18GHz；瞬时带宽大，某些宽带雷达的工作带宽超过1GHz；信号密度大，目前针对0.1～40GHz频率范围的全频段接收机，信号密度可达每秒100～500万脉冲。这些特点要求现代电子战接收机具有大瞬时带宽、能够处理多个同时到达信号、实时性强等性能。
[0004] 在电子战接收机的发展历史中，出现过许多类型的接收机，如晶体视频接收机、瞬时测频接收机、超外差接收机、压缩接收机、布拉格接收机、信道化接收机。各种类型的接收机都有
缺陷，没有任何类型的接收机能够完美地满足电子战的要求，相对而言，信道化接收机因其对同时到达信号具有最好的分选能
力，在电子战中最有应用价值，受到各国广泛且深入的研究。
[0005] 在传统的数字信道化接收机中，通常先利用DDC(Digital Down Converter，数字下
变频器)将中频实信号转换为基带复信号，然后利用高效
算法(如离散傅里叶变换、离散余弦变换等)实现信道化。当输入中频实信号的带宽很大时，由于
数字信号处理器的运算能力有限，需要多个DDC将大带宽信道分割成多个小带宽信道，然后分别对多个小带宽信道进一步信道化。这个过程相当于两级信道化，第一级利用DDC进行粗信道化，第二级利用高效算法进行细信道化。这种方法的运算效率低、成本高，而且随着
输入信号带宽的增加而变得越来越复杂。
[0006] 为了解决多级信道化的效率低、成本高、结构复杂的问题，本发明提出了一种直接对中频信号进行信道化的方法，该方法只需要一级运算即可实现信道化，而且该方法巧妙地利用多相滤波和IDFT(离散傅里叶逆变换)来优化运算效率。该方法的另一个优点是，对输入中频信号的中心频率没有特殊的要求。相对于传统的信道化方法，该方法的资源利用率、运算效率大幅度提高。
发明内容
[0007] 本发明所要解决的技术问题是，提供一种对宽带中频信号直接信道化的方法，从而达到所需计算资源少、成本低、效率高的目的。
[0008] 本发明为解决上述技术问题所采用的技术方案是，一种对中心频率无约束的直接中频信道化方法。
[0009] 本发明中，假设接收中频信号如图1所示。图1中，中频信号的带宽为B，占据了K个子信道，子信道的带宽和中心频率间隔都为△B＝2π/M＝B/K，其中M为正整数，称为信道因子。第k个子信道的中心频率为ωk＝ω0+2πk/M，其中ω0为第0个子信道的中心频率，ω0可以在(0,π)范围内的任意
位置，只要满足
频谱不
混叠的条件即可。
[0010] 利用DDC获取第k个子信道信号的结构
框图如图2所示。设
滤波器h[n]的长度为N，且N和信道因子M满足关系式N＝LM，其中L为正整数。则第k个子信道的
输出信号可以表示为公式1。
[0011] 公式1
[0012] 当信道因子M和
抽取因子D满足关系式M＝FD(F为正整数)时，令公式1中如果将w[m]看成是新的复数滤波器，并对其进行M相分解，可得到公式2。
[0013] 公式2
[0014] 令xp[i]＝x[iD-p]、gp[i]＝w[iM+p]、cp[i]＝gp[i/F](即cp[i]是gp[i]的F倍内插)，则公式2可等效为公式3，其中“*”表示卷积运算，M·IDFTk{x}表示对x进行M点IDFT运算的第k个输出。
[0015] 公式3
[0016] 公式3对应的信道化结构如图3所示。图3中，每次运算只能得到一个子信道的输出yk[n]，效率较低。将图3中滤波器前的复数
混频器移到IDFT模
块后，得到如图4的等效结构。图4中，IDFT的输出都和同一个复指数信号相乘，相乘的结果只有一个支路是有效的。如果IDFT的每个输出信号都和对应的复指数信号相乘，则可以同时输出K个子信道信号，由此得到的高效信道化结构如图5所示。
[0017] 本发明一种对中心频率无约束的直接中频信道化方法，该方法包括以下步骤：
[0018] 步骤1：接收中频信号，该中频信号的带宽为B，占据了K个子信道，将接收信号依次输入M个支路，每条支路输入信号时依次时延一个
采样周期；再对M个支路进行D倍抽取，将数据率降到了接收数据率的1/D；其中M为整数，其值由公式fs/M＝B/K确定，fs为接收信号的采样率；
[0019] 步骤2：对M个支路的抽取数据进行复数多相滤波；
[0020] 步骤3：对M相滤波的输出信号进行M点离散傅里叶逆变换，得到M个中间输出信号；
[0021] 步骤4：对步骤3得到的前K个输出信号进行复指数调制，得到最终的K个子信道信号。
[0022] 所述步骤2对M个支路根据复数滤波器 进行多相滤波，其中h[m]为与子信道带宽对应的
原型低通滤波器，ω0表示第0个子信道的中心频率。
[0023] 所述步骤4采用信号 对步骤3得到的前K个输出信号进行复指数调制，其中n取整数。
[0024] 本发明充分考虑了中频输入信号的特点，利用多相滤波和IDFT运算实现直接中频信道化。本发明的有益效果是：
[0025] 1、第1个步骤先抽取，后续处理的数据率降到了输入数据率的1/D，运算效率高；
[0026] 2、利用多相滤波和IDFT运算，只需要1个滤波器就同时得到K个子信道信号；
[0027] 3、直接对中频信号进行信道化，节省了传统宽带数字信道化方法的多路并行DDC和DDC后的信道化模块，所需资源大幅度减少；
[0028] 4、对子信道的中频频率的位置没有特殊的限制，当子信道的中心频率整体左移或右移时，只需改变图5中复数滤波器的系数w[n]和IDFT后的复调制信号 即可。
附图说明
[0029] 图1为输入中频信号和子信道的划分；
[0030] 图2为利用DDC获取第k个子信道信号的结构框图；
[0031] 图3为本发明的直接中频信道化结构；
[0032] 图4为本发明的直接中频信道化的等效结构；
[0033] 图5为本发明的直接中频信道化的高效结构；
[0034] 图6(a)是仿真实例的信道划分方法和滤波器的幅频特性；
[0035] 图6(b)是仿真实例的输入信号的幅频特性；
[0036] 图7是仿真实例的子信道的输出信号的幅频特性；
[0037] 图8是仿真实例的子信道的输出信号
实部波形；
[0038] 图9是仿真实例的子信道的输出信号
虚部波形；
[0039] 图10是仿真实例的子信道的输出信号的瞬时幅度。
具体实施方式
[0040] 本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的
实施例是为了帮助读者理解本发明的实施方法，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体
变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。
[0041] 在以下仿真实例中，采样率为fs＝160MHz，信道因子M＝16，子信道带宽△B＝10MHz，子信道数K＝4，抽取因子为D＝8，子信道的输出采样率为20MHz。子信道的中心频率和输入信号如表1所示，输入信号是表1中3种信号的求和。仿真结果如图6～10所示。
[0042] 图6(a)是信道划分方法和滤波器的幅频特性。低通原型滤波器的
通带转折频率为5MHz，
阻带转折频率为5.5MHz。这里为了画图方便，将各个信道的滤波器的幅频特性曲线移到各自的中心频率上，实际上只需用一个低通滤波器。
[0043] 图6(b)是输入信号的幅频特性，输入信号是表1中3种信号的求和。
[0044] 图7是子信道的输出信号的幅频特性，图8是对应的实部波形，图9是对应的虚部波形。信道2中没有信号，信道1、3、4中输出了对应的输入信号，验证了本发明的信道化方法的正确性。每个信道的±5MHz以外的信号都受到滤波器的抑制，幅度比±5MHz以内的小。
[0045] 图10是子信道的输出信号的瞬时幅度。信道1、3、4中的瞬时幅度明显不为零的时间和输入信号的持续时间相同。信道2中，出现了一些无规律的尖峰，这是由于滤波器的过渡带不可能为零、阻带不可能无限衰减，其它信道的信号可以混叠进来。这些尖峰的持续时间很短且无规律，可以判断剔除。
[0046] 表1对中心频率无约束的直接中频信道化方法的仿真条件
[0047]信道号 信道中心频率 输入信号
1 33MHz 实余弦连续信号：f0＝34MHz
2 43MHz 无
3 53MHz 实线性调频脉冲信号：f0＝51MHz,B＝2MHz,τ＝20μs
4 63MHz 实线性调频脉冲信号：f0＝64MHz,B＝5MHz,τ＝10μs
