OFDM系统中的时间和频率信道估计
阅读：857发布：2021-06-09
专利汇可以提供OFDM系统中的时间和频率信道估计专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 申请 涉及OFDM系统中的时间和 频率 信道估计。在多个副 载波频率 从多个天线传送OFDM符号 块 ，包括已知的导频符号和待由接收器确定的数据符号。在周期性副载波上以预定对称导频模式定期传送导频符号。为所接收的OFDM符号块中的每个导频符号确定导频信道估计值。形成对应于所接收的OFDM符号块的N×M点矩阵。N是副载波的数量，且M是OFDM符号块中OFDM符号的数量。计算N×M矩阵的二维傅立叶逆变换，以便在时域中形成信道估计值的多个副本。选择其中一个副本，并计算所选择的信道估计值的二维 傅立叶变换 ，以便获得OFDM块中的每个点处的信道估计值。，下面是OFDM系统中的时间和频率信道估计专利的具体信息内容。
1.一种用于在基于OFDM的无线电通信系统中估计无线电信道的方法，包括:
在接收器处接收在多个副载波频率上从多个天线传送的OFDM符号块，其中所述OFDM符号块包括已知的导频符号和待由所述接收器确定的数据符号，并且在周期性副载波上以预定对称导频模式定期传送所述导频符号，
处理所接收的OFDM符号块，以便为每个导频符号确定导频信道估计值；
形成对应于所接收的OFDM符号块的N×M点矩阵，其中N是副载波的数量，且M是所述OFDM符号块中OFDM符号的数量,所述形成步骤包括根据所述预定对称导频模式在所述N×M矩阵中的预定位置插入所述导频信道估计值以及在所述N×M矩阵中的剩余位置插入零；
计算所述N×M矩阵的二维傅立叶逆变换，从而在时域中产生信道估计值的多个副本；
选择所述信道估计值的所述副本之一；以及
计算所选择的信道估计值的二维傅立叶变换，以便为所述N×M矩阵中的每个位置获得信道估计值，而不用在所述导频符号之间执行内插。
2.如权利要求1所述的方法，还包括：
基于所获得的信道估计值均衡所接收的OFDM数据符号。
3.如权利要求1所述的方法，其中，所述导频符号的信道估计值是利用迫零均衡算法确定的。
4.如权利要求1所述的方法，其中，所述导频符号的信道估计值是利用线性最小均方差MMSE技术确定的。
5.如权利要求1所述的方法，其中，所述信道估计值的所述一个选定副本是利用二维低通滤波器选择的。
6.如权利要求1所述的方法，其中，所述接收器通过一个或多个天线接收所述OFDM符号块。
7.一种用于在基于OFDM的无线电通信系统中估计无线电信道的设备，包括:
用于接收在多个副载波频率上从多个天线传送的OFDM符号块的接收器，其中所述OFDM符号块包括已知的导频符号和待由所述接收器确定的数据符号，并且在周期性副载波上以预定对称导频模式定期传送所述导频符号；
信道估计器，用于处理所接收的OFDM符号块，以便为每个导频符号确定导频信道估计值；
处理器，用于形成对应于所接收的OFDM符号块的N×M点矩阵，其中N是副载波的数量，且M是所述OFDM符号块中OFDM符号的数量，所述N×M点矩阵是通过根据所述预定对称导频模式在所述N×M矩阵中的预定位置插入所述导频信道估计值并在所述N×M矩阵中的剩余位置插入零而形成的；
第一变换电路，用于计算所述N×M矩阵的二维傅立叶逆变换，从而在时域中产生信道估计值的多个副本；
选择器，用于选择所述信道估计值的所述副本之一；以及
第二变换电路，用于计算所选择的信道估计值的二维傅立叶变换，以便为所述N×M矩阵中的每个位置获得信道估计值，而不用在所述导频符号之间执行内插。
8.如权利要求7所述的设备，还包括：
均衡器，用于基于所获得的信道估计值均衡所接收的OFDM数据符号。
9.如权利要求7所述的设备，其中，所述信道估计器配置成用于利用迫零均衡算法来确定所述导频符号的信道估计值。
10.如权利要求7所述的设备，其中，所述信道估计器配置成用于利用线性最小均方差MMSE技术来确定所述导频符号的信道估计值。
11.如权利要求7所述的设备，其中，所述选择器是二维低通滤波器。
12.如权利要求7所述的设备，其中，所述接收器包括一个或多个天线。
OFDM系统中的时间和频率信道估计
[0001] 本申请是申请日为2006年5月17日、申请号为200680020322.6,其国际申请号为PCT/SE2006/050133、发明名称为“OFDM系统中的时间和频率信道估计”的专利申请的分案申请。
[0002] 相关申请
[0003] 本申请要求在2005年6月9日提交的美国临时专利申请号60/688721的优先权，其内容通过引用并入本文。
技术领域
[0004] 本技术领域涉及通信，更具体地说，涉及在时间和频率方面估计信道。
背景技术
[0005] 接收器通常采用均衡器来补偿在信道上进行信号传播的过程中所遭受的信号失真。大多数均衡方法包括估计信道特性以便确定信道如何使信号失真。一种用于确定该失真的方法是在信道上发送接收器已知的信号。接收器将所接收的信号和已知信号进行比较，并且可以计算信道的估计值。已知信号的一个示例是简单的脉冲。在此情况下，所接收的信号称为信道脉冲响应，它对应于信道的传递函数h。一种更复杂的已知信号是导频信号，它包括例如已知的位或符号序列。将已知的导频序列和所接收的序列进行比较，以便确定所接收的信号和已知序列有多少差异以及它们的差异之处。均衡器可以视作是类别过滤器，它试图从所接收的信号移除信道失真。
[0006] 正交频域复用（OFDM）属于通过有线或无线通信介质同时传送多个信号的技术。具体来说，数据分布在大量间隔精确频率的副载波上。该间隔提供便于解调每个频率所需的正交性。
[0007] 可以采用基于无线的OFDM接收器来在多个并行的平坦衰落信道上传送多个数据流。可以在频域中利用单抽头数字滤波器来执行均衡。利用已知的导频序列来执行信道估计。在发射器和接收器已知的特定时隙和频率副载波处传送导频信号。可以利用诸如迫零、最小均方差（MMSE）等的导频辅助信道估计技术来估计这些导频时隙和频率副载波处的信道。还必须为在与发送导频的时隙和副载波不同的时隙和副载波处传送的数据估计信道。可以利用如线性内插法和MMSE内插法的预测方法来确定数据的信道估计。
[0008] 即使相对易于实施，但线性内插法在频率选择性时变环境中的结果通常都较差。换句话说，在基于所接收的导频信号估计信道的两个点之间，信道可能发生显著变化（这在移动无线电环境中并不是不常见）。结果，这两个导频之间的内插信道估计值可能和那些点处的实际信道完全不同。另一个缺点是，在时间-频率网格的边界处，所估计的信道和真实信道之间存在较大的OFDM失配。
[0009] 线性MMSE内插法是基于用于确定信道的时间和频率变化的模型的。例如，许多情况下的时间变化遵循Jakes模型（基于求和正弦波衰落的Rayleigh（瑞利）模型），并且可以利用功率延迟分布来确定频率响应。如果模型选择正确，那么线性MMSE内插法可以相当令人满意。但是，如果模型不匹配，那么性能受损。这种线性MMSE内插法的另一个缺点是存在大存储器要求和计算复杂度。
发明内容
[0010] 描述一种在基于OFDM的无线电通信系统中使用的无线电信道估计技术。从多个天线发射OFDM符号块。该OFDM符号块包括已知的导频符号和待由接收器确定的数据符号。在周期性副载波上以预定模式定期传送导频符号。为所接收的OFDM符号块中的每个导频符号确定导频信道估计值。形成对应于所接收的OFDM符号块的N×M点矩阵。N是副载波的数量，且M是OFDM符号块中OFDM符号的数量。该矩阵是通过根据预定导频模式在该N×M矩阵的预定位置插入导频信道估计值且在该N×M矩阵的剩余位置插入零而形成的。计算N×M矩阵的二维傅立叶逆变换，以便在时域中形成信道估计值的多个副本。选择其中一个副本，并计算所选择的信道估计值的二维傅立叶变换，以便获得OFDM块中的每个点处的信道估计值。然后，基于所获得的信道估计值均衡所接收的OFDM数据符号。
[0011] 为了便于进行无线电信道估计，多天线发射器确定一个或多个已知的导频符号和定期的导频传送模式，在该模式，将导频符号定期安插在周期性副载波上。根据预定模式形成包括上述一个或多个导频符号和数据符号的OFDM符号块。将OFDM符号中的某些符号分配给上述多个天线中的相应天线，使得每个天线具有相关的OFDM符号流。接着，从相应天线发射每个OFDM符号流。定期导频传送模式优选是对称模式。但是，如果不是，也可以将导频传送模式变换为对称模式，在对称模式，导频符号和数据符号对称地散布在OFDM符号块中。附图说明
[0012] 图1是示例OFDM无线电通信系统的图；
[0014] 图3是示出根据一个非限制性示例实施例的接收器过程的流程图；
[0015] 图4是示出预定的对称导频模式的非限制性示例的图；
[0016] 图5示出将非对称导频模式变换为对称导频模式的非限制性示例；
[0017] 图6是非限制性示例OFDM发射器的功能框图；
[0018] 图7是非限制性示例OFDM接收器的功能框图；
[0019] 图8是双天线发射器的非限制性示例信道脉冲响应对时间的二维图；
[0020] 图9是双天线发射器的非限制性示例信道响应对副载波频率和OFDM符号数量（二维FFT域）的三维图；
[0021] 图10是已知的导频符号的非限制性示例信道响应的三维图；
[0022] 图11A-11C包括利用导频符号的信道脉冲响应（IR）并在剩余数据符号位置插入零的信道的非限制性示例信道IR、对应于天线A1的OFDM符号的片段和OFDM符号维度中的第一个副载波的另一个片段的三维图；以及
[0023] 图12是示出通过计算如图11所示的副本之一的二维傅立叶变换而为每个天线恢复的恢复后信道估计的图。
具体实施方式
[0024] 在以下描述中，为了说明而不是限制的目的，阐述了具体细节，如特定节点、功能实体、技术、协议、标准等，以便理解所描述的技术。本领域的技术人员将明白，除了下文所描述的具体细节外，可以实施其它实施例。在其它情况下，省略了对众所周知的方法、装置、技术等的详细描述，以免让不必要的细节混淆本描述。图中示出个别功能块。本领域的技术人员将明白，那些块的功能可以利用个别硬件电路、结合经合适编程的微处理器或通用计算机利用软件程序和数据、利用专用集成电路（ASIC）、现场可编程门阵列、一个或多个数字信号处理器（DSP）等来实现。
[0025] 图1示出可以基于正交频域复用（OFDM）的无线电通信系统10的示例。OFDM发射器12包括用于向组合器22提供一个或多个已知的导频序列的导频处理器18。发射器12包括多个天线A1、A2、…、Ax。数据处理器20向组合器22提供OFDM数据符号，这些符号以预定模式（下文将更详细地进行描述）和OFDM导频符号组合在一起。组合信号经过变换，接着在射频（RF）块24中进行处理，然后通过其中一个相应的天线传送。
[0026] 天线传输在无线电信道16上传播，且在OFDM接收器14的一个或多个天线A1、A2、…、Ay处被接收。天线信号在RF块26中进行处理，并转换为基带。基带信号同时提供给用于均衡的信道均衡器28和用于为所接收的OFDM符号块估计无线电信道16的信道估计器30。信道均衡器28利用来自信道估计器30的估计信道来补偿由无线电信道16引起的失真。如果接收器14采用多个接收天线，那么分开处理每个天线分支，以便向例如最大比率组合器（MRC）32提供均衡符号流。最大比率组合器32组合来自每个天线的符号流，这通常在具有较佳的信号-干扰比或某个其它质量度量的天线符号流中提供较高的权重。接着，将组合符号流 提供给解调器34，解调器34解调关于每个OFDM副载波的信息，以便提供解调后的位用于进一步处理。
[0027] 如背景部分所述，可以利用一个或多个已知的导频信号和任何一种众所周知的导频辅助信道估计技术来为已知的导频符号执行信道估计。但是，还必须为数据符号估计信道，数据符号和导频符号不同，它们并不为接收器预先已知。出于背景部分中所说的原因，利用内插技术来为OFDM块中的未知的数据符号执行信道估计并不是太好。本发明者设想了更好、更精确且更简单的技术，它利用预定的定期导频传送模式基于OFDM块的传送来为数据符号估计信道。
[0028] 图2示出用于建立和传送该定期的导频传送模式的“发射”流程图中的示例非限制性过程。首先，在步骤S1中确定一个或多个已知的导频符号。在步骤S2中确定定期的导频传送模式。图4示出OFDM符号块的非限制性示例预定导频模式。和时隙关联的每个垂直列对应于具有26个副载波的单个OFDM符号。本领域的技术人员将明白，时隙的数量和副载波的数量可以是任何合适的数量。在OFDM块中安插导频符号，使得它们同时相对于副载波和时隙定期出现。在图4中，每隔四个副载波且每隔三个时隙插入一个导频。沿频率和时间方向的导频的数量取决于信道的最大延迟和最大多普勒频率。导频在时域中的周期性应当比多普勒频率快至少两倍，以便满足Nyquist（奈奎斯特）定理。在频域中，两个导频之间的频率间隔最大可以等于无线电信道的相干带宽。
[0029] 返回到图2，根据刚刚说明的定期导频模式，在周期性副载波上将导频符号定期插入到OFDM数据符号块中（步骤S3）。然后，对OFDM符号块执行时间-空间编码，使得在不同的时间间隔从不同的发射器天线传送不同的符号（步骤S4）。在每个天线数据流中增加一个循环前缀，以便减少接收器处的符号间干扰（步骤S5）。对天线数据流进行上变频，并经由它的相应天线在无线电信道上进行传送（步骤S6）。
[0030] 图3示出概述可以通过接收器14执行的示例非限制性步骤的“接收”流程图。如之前所说明，接收器可以具有一个或几个天线。对于每个接收天线，将所接收的信号下变频到基带频率，并从符号流中移除循环嵌缀（步骤S10）。对每个天线符号流执行二维傅立叶变换（优选是快速傅立叶变换（FFT）），并检测已知的导频符号（步骤S11）。为检测到的每个导频符号计算第一信道估计值（步骤S12）。
[0031] 然后，接收器中的处理电路形成对应于所接收的OFDM符号块的N×M点矩阵，其中N=副载波的数量，且M=OFDM块中OFDM符号的数量。通过在对应于预定导频模式的矩阵位置插入之前确定的导频信道估计值来形成该矩阵（S13）。在对应于尚且未知的数据符号的剩余矩阵位置插入零（步骤S14）。计算N×M矩阵的二维傅立叶逆变换（优选是二维快速傅立叶逆变换（IFFT）），以便在时域中为刚刚接收的OFDM符号块生成信道估计值的多个副本(copy)（步骤S15）。由此产生信道估计值的多个副本。副本的数量对应于在同一个时隙中的导频符号之间插入的零的数量。在图4的示例中，在每个OFDM符号中的每个导频之间有4个零。因此，将生成信道估计值的四个副本。选择该信道估计值的副本之一（步骤S16）。
例如，可以利用低通滤波器来选择副本。然后，为所选择的信道估计值计算二维FFT，以便为N×M矩阵中的每个位置获得实际信道估计值（步骤S17）。然后，基于所获得的信道估计值均衡所接收的OFDM数据符号（步骤S18）。
例如，可以利用低通滤波器来选择副本。然后，为所选择的信道估计值计算二维FFT，以便为N×M矩阵中的每个位置获得实际信道估计值（步骤S17）。然后，基于所获得的信道估计值均衡所接收的OFDM数据符号（步骤S18）。
[0032] 如上文所说明，OFDM符号块的预定导频模式应当是对称的。对称导频模式的非限制性示例如图4所示。但是，如果导频非对称地散布在OFDM数据块中，那么应当变换那个OFDM数据块，使得导频符号对称且定期地安插在块中。图5的左手边示出其中导频非对称地散布的OFDM符号块的示例。然后，变换那个非对称的OFDM符号块，使得如图的右边所示，导频符号对称且定期地分隔开。为了获得信道估计值，应当在时域/频域中定期安插导频，以便执行二维FFT/IFFT运算。
[0033] 图6示出发射器12的一个非限制性示例实施。如上文所说明，对于OFDM传送，一个OFDM符号由调制到N个副载波中的相应副载波上的N个样本组成。在如图4所示的示例中，一个OFDM符号对应于图中的一个列，其中N等于例如26。每一列可以包括26个导频和数据符号或更可能是26个符号样本。块50执行OFMD符号到副载波的分配，以便生成N个输出。然后，将每个由N个输出组成的列存储在块缓冲器52中。当将完整的OFDM块存储在缓冲器52中时，接着将该OFDM块提供给二维快速傅立叶逆变换器54。变换器54生成串行符号流S，以便提供给空间-时间编码器56。
[0034] 空间-时间编码器56确定在特定时隙期间通过特定发射天线发射的OFDM符号。考虑这样一个简化示例，其中一个时隙对应于传送三个OFDM符号1、2、3。在一个时隙期间，OFDM符号1、2和3按照该顺序经由第一天线A1传送。在相同时隙期间，OFDM符号按照不同顺序2、3和1通过天线A2传送。通过天线A2传送的序列是通过A1传送的序列的循环移位版本，其中移位量等于一个OFDM符号。与循环延迟分集类似，对所传送的数据应用循环移位人为地修改了无线电信道，同时使数据序列在接收器处透明。将每个天线符号流S1和S2提供给相应的增加循环前缀块58，该块58将经过修改的符号流S1’和S2’输出给用于将基带信号转换为射频的上变频器块60并通过相关天线A1或A2传送。
[0035] 图7示出包括一个天线A1的非限制性示例接收器14。在下变频器70中将所接收的信号从RF向下转换到基带。在块72中移除循环前缀。接着，形成大小为N×M的OFDM符号块。对OFDM块应用二维快速傅立叶变换74，然后提供给信道估计器78。信道估计器78执行如例如图3所概述的信道估计过程。接着，通过信道均衡器76根据实际的信道估计值均衡所接收的OFDM数据符号。然后，将均衡后的信号提供给基带处理器80以便进一步进行基带处理。
[0036] 现在结合图8-11说明双天线发射器和单天线接收器的示例信道估计。图8示出两个发射天线A1和A2中的每个天线的实际信道脉冲响应h。为了说明和简化的目的，可以将信道脉冲响应视为是对应于信道估计值。天线A1的信道脉冲响应由圆表示，而天线A2的信道脉冲响应由方块表示。
[0037] 图9示出两个天线的频域和时域中的信道响应。信道响应必须在三维中示出，以便说明每个OFDM符号的多个副载波和OFDM块中的多个OFDM符号。图10示出在导频符号位置处的信道响应。
[0038] 回想如图4所示的示例预定导频模式，其中每个OFDM列符号中的某些符号样本对应于已知的导频符号。例如，图10示出个别导频符号—第1个OFDM符号和第9个OFDM符号的信道响应。接着，可以将每个导频符号处的信道响应和已知的导频符号进行比较，以便确定那个导频位置处的信道的估计值。因为数据符号位置的信道响应未知，所以只将已知的导频位置的信道响应值保存在OFMD块中。结果，通过取该经过修改的OFDM块的二维IFFT来在这些数据位置中插入零。
[0039] 2D-IFFT结果如图11A-11C所示。图11A表明，信道脉冲响应是周期性的，从而产生数量对应于在两个相邻导频之间插入的零的数量的多个信道脉冲响应副本。只需信道的一个副本便可获得最终的信道估计值。可以利用选择数据的第一部分而忽略它的随后的重复版本的低通滤波器来选择副本。图11B示出从如图11A所示的三维信道脉冲响应获取的OFDM符号中的第一个OFDM符号（对应于天线A1）的“片段”。每个天线的信道脉冲响应都是周期性的，其周期性对应于副载波频率之间插入的零的数量（对于该示例是15）。图11C是对应于所有OFDM符号的第一个副载波频率维度的另一个片段。所有天线（A2和A1）的信道脉冲响应都是周期性的，其周期由OFDM符号之间插入的零的数量决定（对于该示例是7）。
[0040] 然后，对所选择的副本执行二维FFT，这在时域中为两个天线产生信道脉冲响应，如图12所示。图12和图8之间的比较表明，这两个图是相同的。因此，以上技术在没有在导频符号之间执行线性内插法的情况下为OFDM符号块的所有点估计了信道。因为图8和12同等匹配，所以该技术的精确度显而易见。
[0041] 以上描述可以在数学上得到支持。设B是图6中的2D-IFFT块的输入端的大小为N×M的编码OFDM符号块。2D-IFFT的输出由S表示。接着，如之前所说明，对信号S进行线性运算并在多个天线Ax上传送，即，以循环方式选择S的列，并传送到物理天线上。令其中sk对应于S的第k个OFDM符号。设 是诸如移动站的接收器处所接收的信号，其中yk对应于所接收的第k个OFDM符号。如下文所证明，Y的
2D-FFT由下式给出：
2D-FFT由下式给出：
[0042]
[0043] 其中 和 分别表示信道矩阵H和数据块S的二维快速傅立叶变换（FFT），且B是OFDM符号块。 项表示 和 的逐个元素相乘。因为已知的导频在频率（和时间）上均等地安插在 中，并且因为导频的数量大于信道脉冲响应（IR）的长度和发射天线的数量，从而满足频率和时间的Nyquist定理，所以可以从导频样本完全恢复H的列和行。例如，参见Oppenheim等人的Discrete-Time Signal Processing,p.558,Prentice Hall,第二版，1999年。
[0044] 这可以在以下示例中得到证实。假设N等于4，M等于2，且使用两个发射天线A1和A2。B是大小为4×2的OFDM符号块，它对应于： 然后，符号块B的二维IFFT，即S等于 假设信道矩阵H包括以下随机选择的值： H的第一列和第二列分别对应于来自第一发射天线和第二发射天线的信道脉冲响应。
[0045] 在第一个传送时间瞬间t1，从发射天线A1传送OFDM符号s1，并从发射天线A2传送OFDM符号s2。在下一个传送时间瞬间t2，从发射天线A1传送OFDM符号s2，并从天线A2传送OFDM符号s1。在接收器处，可以将所接收的对应于第一和第二OFDM符号的信号写成：
[0046] y1=H1s1+H2s2和y2=H1s2+H2s1
[0047] 其中， 和 分别是对应于信道脉冲响应h1和h2的信道矩阵（同样地，对于该示例，随机选择H1和H2的值）。通过用相应值取代信道矩阵和发射OFDM符号，接收器处接收的信号由 和
给出。Y=[YlYz]的2D-FFT产生 从上式（1），并假定H
的2D-FFT是 且 那么乘积 是
它等同于上述 以上示例可以容
易地显示适用于N和M的任意值。
给出。Y=[YlYz]的2D-FFT产生 从上式（1），并假定H
的2D-FFT是 且 那么乘积 是
它等同于上述 以上示例可以容
易地显示适用于N和M的任意值。
[0048] 上述信道估计技术具有许多优点。常规的MIMOOFDM技术需要传送巨大的“开销”信息，由此减小了总处理能力。在上述方法中，不需要将唯一的导频和每个发射天线关联。接收器也不需要知道发射天线的数量。因此，不需要在无线信道上发送任何一则开销信息。
另一个优点是，在时间-频率网格的边界处精确地估计信道。此外，与诸如线性MMSE的信道估计技术相比，本信道估计方法只需相对较小的存储量，并且在计算上基本上不太复杂。
另一个优点是，在时间-频率网格的边界处精确地估计信道。此外，与诸如线性MMSE的信道估计技术相比，本信道估计方法只需相对较小的存储量，并且在计算上基本上不太复杂。
[0049] 尽管示出且详细描述了各种实施例，但权利要求不限于任何特定的实施例或示例。阅读上述描述时不应将它理解为意味着，任何特定的要素、步骤、范围或功能是必需的，因而必须包含在权利要求范围内。专利的主题的范围只由权利要求限定。法律保护的程度由所允许的权利要求及其均等物中叙述的词语限定。除非使用词语“用于…的部件”，否则不希望任何一个权利要求援引35USC§112的条款。
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