技术领域
[0001] 本
发明涉及用于振荡器的频率调制控制的方法和设备，并且特别涉及用于以恒定调制指数，中心频率为Fc的调制频率Fm调制可控振荡器的方法和设备。
背景技术
[0002] 频率调制振荡器是众所周知的。
开关直流-直流（DC-DC）转换器也是众所周知的，例如，其中晶体管以由振荡器产生的开关频率进行开关。特别地，当开关频率高时，这导致噪声和不希望的
电磁干扰（EMI）。
[0003] 由于多种原因，高频转换系统产生的噪声比低频系统更多。
[0004] 近来，需要用于开关DC-DC转换器中的频率调制振荡器。在该情形中，扩展
频谱函数/扩频函数用于抑制转换器的噪声
水平。扩展频谱方法不以固定频率切换DC-DC转换器，而是在中心频率附近改变开关频率从而得到扩展的频谱。因此，
能量不集中在单个频率。
[0005] 频率调制的一个已知参数是调制指数（也称为调制比），其被定义为最大差或调制
频率偏差与中心频率之间的比。调制指数指示调制频率在中心频率附近变化的多少。调制指数可以由公式（1）表达：
[0006]
[0007] 其中MI是调制指数，且0≤MI≤1；△F是调制频率和中心频率之间的最大差；且Fc是中心频率。
[0008] 对于给定频率调制，调制指数保持恒定是重要的。在采用固定频率振荡器的转换系统中，通过采用具有特定幅值的线性斜坡发生器作为调制
信号从而获得期望的调制指数，可以容易地实现扩展频谱。为了保持调制指数恒定，线性斜坡发生器的最大振幅借助
电流或
电压控制来保持恒定。
[0009] 在高频转换系统中，通常采用滞后/环型振荡调节方法。
[0010] 采用滞后/环型振荡方法的DC-DC转换器或振荡器具有内在可变且因此难于预测的频率。存在用于将这些转换器操作频率
锁定为给定频率的方法。然而，最终系统的频率增益是高度可变的和非线性的，并取决于外部条件。例如，其取决于输入和输出的电压水平并取决于DC-DC转换器中输出电容器的等效
串联电感（ESL）。这些振荡器具有非线性控制行为。
[0011] 因此，实现给定调制指数所需调制信号的幅值是高度可变的，而且将调制电流保持为特定值不必保持调制指数恒定。
发明内容
[0012] 本发明的一般目的是提供用于控制频率调制指数的
电子器件。控制频率调制指数允许以恒定调制指数来频率调制可控振荡器，即使其控制行为是非线性的。
[0013] 本发明的另一个目的是提供用于以恒定调制指数对中心频率为Fc的非线性可控制振荡器进行频率调制的方法。
[0014] 因此，在本发明的一方面中，提供了一种电子器件，其包括频率调制指数控制环。控制环具有适于连接到中心频率为Fc的频率可控振荡器的频率输出端的输入端。控制环具有适于连接到频率调制单元的输入端的输出端，调制指数控制环适于确定调制指数。
[0015] 在本发明的一方面中，频率调制指数控制环适于测量从可控振荡器输出的调制频率。可控振荡器可以是环型振荡器或任何其他类型的振荡器。本发明也可以被应用于自振荡DC-DC转换器。调制频率可以通过不同方法测量。
[0016] 在
实施例中，振荡器可以是零滞后的自振荡DC-DC降压型转换器。该转换器可以包括比较器，所述比较器具有电源输入端、被施加基准电压的非
反相输入端、被施加反馈信号的反相输入端以及可以连接到
滤波器网络的输出端。反馈信号可以从滤波器网络获得，并且该转换器的
输出电压可以通过基准电压确定。
[0017] 在实施例中，比较器可以被用作单
反相器伪环型振荡器（single inverter pseudo ring oscillator）。比较器的高增益保证在比较器传输延迟的两倍的周期上的振荡。当比较器的输出回环到反相器输入端时，结果是在比较器输出端得到矩形
波形。施加到比较器
非反相输入端的电压对比较器的
输出信号没有影响。然而，连接具有电感器和电容器的滤波器网络到比较器的输出端，并从滤波器网络获得反馈信号可以是有利的。这可以导致比较器的输出是具有
叠加纹波的DC输出。DC输出的电平可以由施加到比较器非反相输入端的基准电压控制，且由在连接到比较器输出端的负载
电路的等效串联
电阻中流动的电感器电流形成的纹波电压控制。纹波可以被当作常规DC-DC转换器中的斜坡信号。因此，借助输入到比较器的电源和调节为跟随基准电压的比较器输出电压，提出的拓扑结构可以等效于DC-DC降压型转换器。应该理解，为了便利，如此处限定的比较器可以具有低阻抗输出，并且实际实施需要常规上包括栅极
驱动器和一对互补功率晶体管的功率级。
[0018] 在实施例中，滤波器网络可以包括输出电感器，该输出电感器的第一
端子连接到比较器的输出端，而其第二端子连接到输出电容器。反馈信号可以在输出电感器和输出电容器的互连
节点处获得。
[0019] 然后振荡频率可以由比较器的传输延迟和通过滤波器网络到比较器反相输入端的开关节点SW信号（比较器的输出）的
相移（时间延迟）确定。在实施例中，转换器的传输延迟可以通过调节比较器的偏置电流而被控制，以便操控振荡频率。根据本发明的各方面，振荡频率可以有利地由控制环操控。比较器的偏置电流（因此改变比较器的传输延迟）可以被改变，以便调节和改变工作频率。
[0020] 所述的转换器可以具有“自动产生的斜坡”，其是电感器电流纹波乘以负载电路中等效串联电阻（ESR）。只要该斜坡的幅值大于板生谐振（board generated resonance）引起的反馈回转换器输出端的信号幅值，频率控制就是连续的。然而，如果寄生谐振在转换器工作
频率范围内，则频率锁定可能不稳定。
[0021] 在进一步实施例中，稳定的频率控制范围可以被放大，这是由于比较器具有一对互补辅助输入端，每个辅助输入端与连接到比较器输出端的两个不同滤波器电路中的一个连接。然后滤波器电路每个都可以包括
电阻器，该电阻器与比较器的输出端和基准端子之间的电容器串联。在该实施例中，比较器内部产生斜坡并将其与标准快速反馈信号求和。
[0022] 然后可以通过将测量的调制频率信号与中心频率的偏差的绝对值对时间积分，来计算调制指数。
[0023] 现在参考图1解释调制指数的计算。图1中线10示出振荡器随时间的可能调制频率输出。虚线12指示振荡器的中心频率。作为示例，调制频率输出以三
角波信号的形式变化。但其他变化也是可能的，例如正弦信号。调制频率与中心频率的最大差或偏差为△F。调制频率是Fm，且示出调制时间周期Tm。
[0024] 与中心频率的偏差的绝对值对时间的积分可以通过例如调制时间周期Tm的四分之一时间段实现。对于时间周期Tm的第一个四分之一，实际频率输出由下式给出：
[0025]
[0026] 对时间的积分给出：
[0027]
[0028]
[0029]
[0030]
[0031] 在调制时间周期Tm第二个四分之一上积分并且将该积分加到第一个四分之一积分结果上，得到调制时间周期Tm的前一半：
[0032]
[0033] 对于时间周期Tm的后一半，结果为：
[0034]
[0035] 然后，在整个调制时间周期Tm上的与中心频率的偏差的绝对值由下式给出：
[0036]
[0037] 实际上，这对应于图1中阴影面积。调制指数由△F/Fc定义，当调制时间周期Tm和振荡器的中心频率Fc已知时，通过计算的R表达调制指数是可能的：
[0038]
[0039] 因此，与测量的调制频率信号的中心频率偏差的绝对值对时间的积分允许计算实际调制指数。
[0040] 在实施例中，电子装置进一步包括频率调制单元，其适于输出调制信号到可控振荡器，从而以调制频率Fm对振荡器中心频率Fc进行频率调制，从而使得在调制时间周期Tm的前一半中，振荡器频率高于中心频率Fc，且在调制时间周期Tm的后一半中，振荡器频率低于中心频率Fc。频率调制指数控制环进一步包括积分单元，积分单元的输入端适于连接到可控振荡器的输出端并适于计算调制振荡器频率在调制时间周期Tm前一半时间上的积分和调制振荡器频率在调制时间周期Tm后一半时间上的积分之间的差。频率调制指数控制环进一步包括比较器单元，该比较器单元耦合到积分单元的输出端，并且适于比较计算的差和预期差，以及调节从频率调制单元输出的调制信号，从而匹配计算的差和预期差。
[0041] 根据该实施例，在前一半调制时间周期内调制振荡器频率高于中心频率，在后一半调制时间周期内振荡器频率低于中心频率。这有利于积分。因此，如果对时间积分，则在前一半调制时间周期上的积分和后一半调制时间周期上的积分之间总存在差，如上面数学计算所示。通过调制时间周期的前一半和后一半的两个积分结果分别相减，容易地获得与中心频率的偏差的绝对值对时间的积分。
[0042] 在本发明进一步的方面中，频率调制单元是三角波信号发生器，其输出具有可控振幅的三角波信号，该可控振幅可由比较器信号调节。当振幅增加时，调制频率与中心频率的最大偏差也增加。
[0043] 在本发明的进一步方面中，积分单元是加减计数器，其被耦合从而在调制时间周期Tm的前一半递增调制频率的周期，并在调制时间周期Tm的后一半递减调制频率的周期。这是积分单元的非常简单的实现。由于在调制时间周期的前一半内，调制频率Fm高于中心频率，且在调制时间周期的后一半内，振荡器频率低于中心频率，当在整个调制时间周期Tm内计数时，加减计数器总是会产生差。优选，在该实施例中，加减计数器在调制时间周期Tm的每个开始处复位，并将在调制时间周期每个结束时的实际计数输出到比较器单元。
[0044] 在本发明的一方面中，比较器单元是数字比较器，其适于在计算的差小于预期差时输出第一信号，在计算的差等于预期差时输出第二信号，并在计算的差大于预期差时输出第三信号。这三个不同信号分别导致频率调制单元的可控制振幅的增加、不变或减小。在本发明进一步实施例中，积分单元是模拟积分器也是可能的，且比较器单元是模拟比较器也是可能的。
[0045] 本发明进一步提供使用调制频率Fm以恒定调制指数对中心频率为Fc的非线性可控振荡器进行频率调制的方法。该方法包括提供具有可变振幅的三角斜波发生器信号，并用三角斜波发生器信号对非线性可控振荡器进行频率调制，使得在调制时间周期Tm的前一半中，振荡器频率高于中心频率，且在调制时间周期的后一半中，振荡器频率低于中心频率。该方法进一步包括测量从可控振荡器输出的调制振荡器频率。在进一步的步骤中，测量的调制振荡器频率在前一半调制时间周期中对时间积分，并且在后一半调制时间周期中对时间积分。计算在前一半调制时间周期中获得的结果和后一半调制时间周期中获得的结果之间的差。也就是，例如，这通过利用加减计数器而容易地实现。然后计算的差与预期差比较。预期差由期望的调制指数、调制时间周期和中心频率限定。在本发明方法进一步的步骤中，相应地调节从频率调制单元输出的三角斜坡发生器信号的振幅，从而匹配计算的差和预期差。因此，调制指数可以保持恒定。
附图说明
[0046] 下面参考附图描述示例性实施例，其中：
[0047] 图1是示出调制频率对时间积分的频率-时间图；
[0048] 图2是示出根据本发明原理的示例性实施例的包括电子装置的振荡系统的方
框图；
[0049] 图3是示出根据示例性实施例的振荡器的简化电路图；以及
[0050] 图4示出调制周期内的频率变化。
具体实施方式
[0051] 图2示意性示出振荡系统14。振荡器16具有输出振荡器频率的频率输出端18。振荡器16是可控振荡器，其进一步包括适于接收调制信号的调制信号输出端20。频率输出端18被连接到数字加减计数器24的输入端22，该数字加减计数器24包括适于输出计数结果的计数输出端26。计数输出端26被连接到比较器30的比较器输入端28。
[0052] 比较器30包括适于输入目标计数的第二输入端32。比较器30包括比较器输出端34，该比较器输出端34适于输出表示计数器24的计数输出和目标计数之间比较结果的信号。比较器输出端34被连接到斜坡发生器38的控制输入端36。控制输入端36适于接收用于控制斜坡信号振幅的
控制信号。斜坡发生器38进一步包括信号输出端40，在信号输出端40输出由斜坡发生器38产生的斜坡信号。发生器信号输出端40被连接到振荡器16的调制控制输入端20。由斜坡发生器产生的斜坡信号是调制信号。
[0053] 振荡系统14进一步包括时钟单元42，其具有连接到斜坡发生器38的时钟输入端46的第一时钟输出端44和连接到计数器24的时钟输入端50的第二输出端48。时钟单元
42在输入端52接收系统时钟。
[0054] 振荡器16可以是中心频率为Fc的滞后/环型振荡器型架构。在有利实施例中，振荡器可以如图3所示那样实施。环型振荡器的振荡频率可以通过改变用于形成环型振荡器的
门电路的传输延迟而变化。在输入端20输入的调制信号可以是偏置电流，因此改变环型振荡器的传输延迟。对于图3所示的振荡器，信号20也可以是偏置电流。这将参考图3更详细地解释。
[0055] 作为积分单元的计数器24和比较器30一起形成频率调制指数控制环，而斜坡发生器38是频率调制单元。
[0056] 输入端52的信号可以是频率为数MHz，如6MHz的周期性
时钟信号。在输出端48和44处产生的信号可以是较低频率（例如100KHz）的周期性时钟信号。斜坡发生器38可以是放大
数模转换器。
[0057] 图3示出自振荡DC-DC转换器的简化电路图，其可以被用作图2中示出的振荡器16。COMP是具有一对互补输入端和一个输出端的高增益比较器。基准电压源Vref被连接到比较器的同相输入端。主要包括输出电感器Lout和负载电容器Cload的滤波器网络被连接到比较器COMP的输出端。Lout和Cload通常被示出为与等效串联电阻Resr和等效串联电感Lesl串联。Loat和Cload的互连节点被连接到比较器COMP的反相输入端，且同时是电路的电压输出Vout。比较器COMP通常具有电源VDD和VSS。
[0058] 由于比较器COMP的高增益，对于比较器的传输延迟和滤波器网络引入的延迟，图3中所示配置的振荡条件在固定频率处被满足，在典型实现方式中，该固定频率可以是数MHz。
[0059] 自振荡DC-DC转换器的振荡频率可以通过比较器COMP的偏置电流IBIAS调节。因此，图2中的信号20可以被耦合以便控制偏置电流IBIAS。根据本发明，比较器的输出SW可以耦合计数器24，以便确定振荡频率和变化。
[0060] 在比较器COMP输出端的信号被称为开关节点SW。在节点SW的信号可以具有矩形波形。压摆可以基本是轨对轨的。在所示例子中，例如基准电压假定为2.80V。输出电压Vout可在带叠加纹波的基准电压的水平。虽然纹波非常小，但通过将其应用于比较器COMP的反相输入端，与传统转换器类似，该纹波用作斜坡信号，因而调节输出电压Vout的电平。在本发明的背景下，斜坡信号被称为“自动产生的斜坡”，从而将其与独立的斜坡信号发生器产生的斜坡信号区分开。“自动产生的斜坡”的幅值是纹波电流乘以等效串联电阻Resr。
[0061] 在必须控制振荡频率的应用中，利用以下优势，即可以通过调节施加到比较器的偏置电流来控制比较器的传输延迟。
[0062] 可以参考下面的附图描述振荡系统14的操作：
[0063] 振荡器16在中心频率Fc振荡。时钟单元42在时钟输出端44输出图3中由线54表示的时钟信号。在时钟输入端46接收时钟信号54的斜坡发生器38由时钟信号54进行时钟控制。因此，图4中示出的斜坡信号56跟随时钟信号在斜坡发生器输出端40处被输出，即，在时钟信号54为正时输出上升的斜坡，在时钟信号54为负时输出下降的斜坡。斜坡信号是三角斜坡信号。当然，该关系也可以相反，即时钟信号为高时是下降的斜坡，而时钟信号为低时是上升的斜坡。
[0064] 时钟单元42进一步在其时钟输出端48处输出时钟信号58，其与时钟信号54
相位相差90°。图4示出时钟信号58和时钟信号54之间的关系。时钟信号58被馈送到计数器24的时钟输入端50。在示例性实施例中，计数器24在时钟信号58为高时递增，并在时钟信号58为低时递减。时钟信号54或58的一个时间周期对应于一个调制时间周期。斜坡信号56在信号输出端40处被输出，并被馈送到振荡器16的调制信号输入端20。
[0065] 图1中线10示出在振荡器输出端18处随时间输出的调制频率Fm。频率变化跟随调制控制斜坡信号56。当然，线10是理想化的，由于振荡器的非线性行为，振幅即最大频率偏差将改变并且不线性跟随斜坡信号。
[0066] 计数输入端22连接到振荡器16的频率输出端的计数器24计数每个振荡器时间周期，因此测量调制的频率。因为时钟信号58相对于时钟信号54有相移，当调制振荡器频率等于中心频率时，计数递增周期在上升斜坡的中间的时间T1处开始。在整个计数递增周期中，调制振荡器频率大于中心频率。在时间T2，其在四分之一的调制时间周期之后，时钟信号54从高变为低，且调制信号56开始下降斜坡。调制振荡器频率仍高于中心频率，并且由于时钟信号58仍然高，计数器24仍然递增。
[0067] 当对计数器24进行时钟控制的时钟信号58从高变为低时，计数递减周期在时间T3处开始。当调制振荡器频率再次等于中心频率时，计数递减周期在下降斜坡的中间处开始。调制信号的斜坡仍然下降，因为在时间T3，时钟信号54仍然为低。在时间T4，其在四分之三的调制时间周期之后，时钟信号54从低变为高，并且斜坡发生器的斜坡开始再次上升。但由于时钟信号58仍然为低，计数器24仍然递减。在时间T5，完成完整调制周期，且时钟信号58变为高，停止计数递减周期。在整个计数递减周期中，调制振荡器频率小于中心频率。
[0068] 在时间T5，即在完整调制周期后，计数器24被复位，并在计数输出端26输出计数结果到比较器30。因为在计数递增阶段，调制振荡器频率总是高于中心频率，且在计数递减阶段，调制振荡器频率总是小于中心频率，所以总是存在正结果。计数递增对应于调制振荡器频率在调制时间周期Tm前一半时间内的积分，而在计数递减阶段，调制振荡器频率在调制时间周期Tm的后一半时间内被积分。因此，计数结果是调制振荡器频率在调制时间周期Tm的前一半时间内的积分和调制振荡器频率在调制时间周期Tm的后一半时间内的积分的差。
[0069] 在计数器输出端26输出的差R取决于调制指数MI以及振荡器中心频率与调制频率的比。对公式（10）求解R，得到：
[0070]
[0071] 假定振荡器的中心频率Fc和调制频率Fm之间的比N为64，则：
[0072]
[0073] 且：
[0074]
[0075] 且调制指数为：
[0076] MI=0.1 （14）
[0077] 计数器输出端的结果或预期差为：
[0078]
[0079] 该预期差在输入端32输入到比较器30。该差取决于期望的调制指数以及中心频率与调制频率之间的比。其可以是整数或计数是在数个时间周期上实现的，且结果在输入到比较器32之前被平均。
[0080] 比较器适于在输出端34处输出三个不同信号。在优选的实施例中，比较器30是数字比较器。第一信号指示计算的差小于预期差；第二信号指示计算的差等于预期差，且第三信号指示计算的差大于预期差。比较器输出信号被输入到斜坡发生器38的控制输入端36。指示计算的差小于预期值的第一比较器信号将导致斜坡信号的振幅的增加，如图4中虚线60所示。第二信号将不导致任何变化，而第三比较器信号将减小斜坡信号的振幅。
[0081] 变化的斜坡信号将导致振荡器频率调制的变化，且因此导致调制指数的变化。因此，振荡系统14实现频率调制指数控制。
[0082] 虽然本发明描述了数字实现方式，但模拟实现方式也是可能的。
[0083] 本领域技术人员将理解，在本发明的保护范围内其他实施例和变化都是可能的；且即使为了简洁性或简明性，示例性实施例中描述了一些特征和方法，这些示例性实施例包含全部或仅一些这种特征或步骤，具有一个或更多所述特征或步骤的不同组合的实施例也包括在本发明范围内。
