技术领域
[0001] 本
发明属于移动通信系统领域，更具体地，涉及在移动通信系统的上行链路的接收机处对
载波频率偏移(CFO，Carrier Frequency Offset)进行补偿时，针对每一个单用户搜索其最佳CFO校正值的方法。
背景技术
[0002] 在 正 交 频 分 多 址 接 入 (OFDMA，Orthogonal Frequency Division MultipleAccess)系统的上行链路中，
信号在传输时由于
多普勒效应等因素会造成载波频率的偏移，接收端处不同用户的不同CFO会导致多用户干扰(MUI，Multi-User Interference)。为了抑制MUI，需要对上行链路的CFO做出估计，进而在基站端使用某种方式，利用估计出的上行链路CFO来恢复
子载波之间的
正交性。由于每一个单用户的发射信号受到不同的CFO的影响，而又必须通过CFO校正来抑制MUI，所以该CFO校正过程是一个重要的，且具有挑战性的任务。针对上述问题，存在一种在OFDMA系统上行链路的接收机处对CFO进行补偿的方法。该方法包括：计算针对每一个单用户的最佳CFO校正值，所述最佳CFO校正值是使针对所述每一个单用户的平均信号干扰比(SIR，Signal-to-Interference Ratio)最大的CFO校正值；利用所获得的每一个单用户的最佳CFO校正值，对每一个单用户的CFO进行补偿。
[0003] 上述方法的一个重要步骤是计算针对每一个单用户的最佳CFO校正值。所述最佳CFO校正值是使所述每一个单用户的平均SIR最大的CFO校正值。所述最佳CFO校正值位于所有用户CFO的最小值min{ε1，ε2，…εM}(其中εm表示某一个单用户m的归一化CFO值，M表示所有用户的数目)到最大值max{ε1，ε2，…εM}之间。针对某一个单用户m，传统搜索其最佳CFO校正值 的方法是按以下过程进行的，具体流程如图2所示：从所有用户CFO的最小值min{ε1，ε2，…εM}开始，以某一固定步长L递增，直到增加到所有用户CFO的最大值max{ε1，ε2，…εM}为止，以min{ε1，ε2，…εM}、min{ε1，ε2，…εM}+L、min{ε1，ε2，…εM}+2L、…、max{ε1，ε2，…εM}为该用户平均信号干扰比函数SIR(m)的自变量，依次计算上述自变量对应SIR(m)的值，比较所得函数值的大小，则其中的最大值所对应的自变量为要搜索的最佳CFO校正值 即 但是，当所有用户CFO的最大值max{ε1，ε2，…εM}与最小值min{ε1，ε2，…εM}差值较大时，传统搜索方法的复杂度较高。
发明内容
[0004] 本发明的目的是解决搜索最佳CFO校正值时传统方法复杂度较高的问题，提出一种在移动通信系统的上行链路的接收机处搜索最佳载波
频率偏移校正值的方法。
[0005] 为了实现上述目的，本发明的技术方案是：一种在移动通信系统的上行链路的接收机处搜索最佳载波频率偏移校正值的方法，其特征在于，包括如下步骤：
[0006] 步骤1：针对某一个单用户m，确定搜索其最佳CFO校正值 的区间[a，b]，其中a、b分别表示所有用户CFO的最小值、最大值，即a＝min{ε1，ε2，…εM}，b＝max{ε1，ε2，…εM}，其中，εm，m＝1，2，…，M，表示某一个单用户m的归一化CFO值，M表示所有用户的数目；
[0007] 步骤2：令t1＝a+(1-β)(b-a)，t2＝a+β(b-a)，计算t1、t2的值，其中，β＝0.618；
[0008] 步骤3：判断t1与t2的差值是否达到
精度要求。设要求的精度为l，若|t1-t2|＜l，搜索停止，此时 的值即为要搜索的针对某一个单用户m的最佳CFO校正值 否则，若|t1-t2|≥l，转步骤4；(m) (m)
[0009] 步骤4：以t1、t2为自变量，分别计算对应的平均信号干扰比函数SIR ，记为SIR(m) (m) (m)(t1)、SIR (t2)，判断SIR (t1)≤SIR (t2)是否成立，若成立，则置a＝t1，b＝b，t1＝(m) (m)
t2，t2＝a+β(b-a)，然后转步骤3；否则，若SIR (t1)＞SIR (t2)，则置a＝a，b＝t2，t2＝t1，t1＝a+(1-β)(b-a)，然后转步骤3，当|t1-t2|＜l时，搜索停止，此时 的值即为要搜索的针对某一个单用户m的最佳CFO校正值
[0010] 步骤5：重复步骤1至步骤4，直到搜索出所有用户的最佳CFO校正值为止。
[0011] 优选地，所述上行链路为正交频分多址接入系统的上行链路。
[0012] 本发明的有益效果：本发明通过步骤4，利用
迭代的方式逐步缩小搜索范围，搜索移动通信系统的上行链路的接收机处的最佳载波频率偏移校正值。该方法与传统搜索方法相比，大大降低了
算法复杂度。
附图说明
[0013] 图1是对CFO进行补偿的OFDMA系统的上行链路工作原理图。
[0014] 图2是用传统方法搜索最佳CFO校正值的
流程图。
[0015] 图3是用本发明方法搜索最佳CFO校正值的流程图。
[0016] 附图标记说明：子载波映射1，N点离散傅里叶逆变换(IDFT)2，添加保护间隔模
块3，D/A转换4，上变频5，下变频6，A/D转换7，搜索最佳CFO校正值8，频率偏移补偿9，去除保护间隔10，N点离散傅里叶变换(DFT)11，子载波逆映射12，其中N表示每个OFDM符号中存在的子载波个数。
具体实施方式
[0017] 下面将结合附图，给出本发明的具体
实施例。需要说明的是：实施例中的参数并不影响本发明的一般性。
[0018] 为了便于对具体实施例理解，先对CFO进行补偿的OFDMA系统的上行链路的发射机部分和接收机部分的工作原理进行说明，具体工作原理如图1所示。
[0019] 发射机部分包括子载波映射1、IDFT 2、添加保护间隔3、D/A转换4、上变频5，具体工作过程为：考虑具有M个用户的OFDMA系统，其中每一个单用户通过独立的多径信道来与基站进行通信。假定在每一个OFDM符号中存在N个子载波，将这N个子载波平均分配给M个用户，这样，每一个单用户具有P＝N/M个子载波。在第k个子载波处针对第m个单用户的信息符号表示为 k∈Γm，其中Γm是分配给用户m的子载波集合。于是并且对于i≠j， 针对交织的子载波分配方案，将Γm定义为：Γm＝{m-1+rM|r＝0，…，P-1}。
[0020] 在OFDMA系统中，保护间隔的长度等于Ng个
采样，并且假定其长于最大信道延迟扩展。在发射机处经过离散傅里叶逆变换和保护间隔插入之后，第m个单用户的时域序列由下式给出：
[0021] -Ng≤n≤N-1.
[0022] 接收机部分包括下变频6、A/D转换7、搜索最佳CFO校正值8、频率偏移补偿9、去除保护间隔10、DFT11、子载波逆映射12，具体工作过程为：在通过衰落信道、下变频和A/D转换之后，第m个单用户的信号由以下等式给出：
[0023]
[0024] 其中，“*”表示线性卷积， 是第m个单用户的信道冲激响应。假定 仅对于n＝0，…，L-1是非零的，其中L是最大信道延迟扩展。通过考虑CFO和加性噪声，接收到的基带信号由以下等式表示：
[0025] -Ng≤n≤N-1.
[0026] 其中，εm，m＝1，…，M表示归一化的第m个单用户的CFO，并且zn是加性白高斯噪声。对接收到的基带信号rn，首先搜索每一个单用户的最佳载波频率偏移CFO校正值，该CFO校正值是使所述每一个单用户的平均SIR最大的CFO校正值，它位于所述所有用户CFO的最小值min{ε1，ε2，…εM}到最大值max{ε1，ε2，…εM}之间。为了校正CFO，在进行离散傅里叶变换之前，针对某一个单用户m，将所接收到的信号rn乘以时域序列得到 0≤n≤N-1。对 进行离散傅里叶变换之后，得到频域信号Y，子载波逆映射后在Y中选择针对用户m的子载波，作为单用户m的
输出信号。
[0027] 在对CFO进行补偿的OFDMA系统的上行链路中，根据上述发射机部分和接收机部分的工作过程，可以推导出在第k个子载波处针对第m个单用户，接收到的所需信号功率与
干扰信号功率比值的表达式，即在第k个子载波处针对第m个单用户平均信号干扰比函数的表达式为：
[0028]
[0029] 其中，t代表函数的自变量，t∈[min{ε1，ε2，…εM}，max{ε1，ε2，…εM}]。表示对 进行离散傅里叶变换后所得向量的第qi个
元素，E[.]表示求平均。特别地，如果子载波分配方案采用交织分配，则
(m)
其中，SIR (t)表示某一个单用户m的平均信号干扰
比函数。
[0030] 本实施例的仿真参数为用户数M＝4，子载
波数N＝64的对CFO进行补偿的OFDMA系统的上行链路，子载波分配方案为交织分配。所有用户的CFO值[ε1，ε2，ε4，ε4]＝[0.15，0.12，0.16，0.08]。采用传统的搜索方法时，步长L＝0.001，采用本发明方法时，要求的精度l＝0.001。
[0031] 在计算用户平均信号干扰比的值时，取一个属于用户m的子载波k，根据上述第k个子载波处针对第m个单用户平均信号干扰比函数 的表达式，依次计算其对应的值，在本实施例中，由于子载波分配方案采用的是交织分配，所以 的(m)
值等于该用户平均信号干扰比的值，记为SIR (t)。
[0032] 下面结合具体仿真参数，对传统搜索方法步骤与本发明方法步骤进行说明。
[0033] 在本实施例中，使用传统搜索方法搜索某一个单用户m最佳CFO校正值的步骤为：从所有用户CFO的最小值min{ε1，ε2，ε3，ε4}＝0.08开始，以固定步长L＝0.001递增，直到增加到所有用户CFO的最大值max{ε1，ε2，ε3，ε4}＝0.16为止，分别令t＝0.08，t(m)
＝0.08+0.001，…，t＝0.16，依次计算其对应SIR (t)的值，比较所得函数值的大小，则其中的最大值所对应的自变量为要搜索的最佳CFO校正值 分别令m＝1，m＝2，…，m＝4，重复上述步骤，直到求出所有用户的最佳CFO校正值 为止。
[0034] 本发明方法流程图如图3所示。在本实施例中，使用本发明方法搜索所有用户最佳CFO校正值的步骤为：
[0035] 步骤1：针对某一个单用户m，确定搜索其最佳CFO校正值 的区间[a，b]，a＝min{ε1，ε2，ε3，ε4}＝0.08，b＝max{ε1，ε2，ε3，ε4}＝0.16；
[0036] 步骤2：令t1＝a+(1-β)(b-a)，t2＝a+β(b-a)，计算t1、t2的值。其中，β＝0.618；
[0037] 步骤3：令要求的精度l＝0.001。若|t1-t2|＜l，搜索停止，此时 的值即为要搜索的针对某一个单用户m的最佳CFO校正值 否则，若|t1-t2|≥l，转步骤4；(m) (m) (m) (m)
[0038] 步骤4：以t1、t2为自变量，计算SIR (t1)、SIR (t2)的值，判断SIR (t1)≤SIR(t2)是否成立，若成立，则置a＝t1，b＝b，t1＝t2，t2＝a+β(b-a)，然后转步骤3；否则，(m) (m)若SIR (t1)＞SIR (t2)，则置a＝a，b＝t2，t2＝t1，t1＝a+(1-β)(b-a)，然后转步骤
3。当|t1-t2|＜l时，搜索停止，此时 的值即为要搜索的针对某一个单用户m的最佳CFO校正值
[0039] 步骤5：分别重复步骤1到步骤4，直到求出所有用户的最佳CFO校正值为止。
[0040] 下面分析传统搜索法以及本发明的方法复杂度，以验证本发明的性能。
[0041] 针对某一个单用户m，计算其平均信号干扰比函数SIR(m)(t)时，实数乘法次数为N，实数除法次数为N+1。对于传统搜索方法，每一个单用户要计算 次平均信号干扰比函数，则总的实数乘法次数为 总的实数除法次数为对于本发明的方法，令k为本发明方法的迭代次数，针对每一个单用户，第一次迭代时，需计算t1和t2以及两次平均信号干扰比函数，以后每次迭代需计算t1或者t2，以及一次平均信号干扰比函数。这样，总的实数乘法次数为(k+1)(N+1)M，总的实数除法次数为(k+1)(N+1)M。
[0042] 根据以上分析，在本实施例中，代入具体的仿真参数，使用传统搜索法，总的实数乘法次数为 总的实数除法次数为使用本发明的方法，所需迭代次数为7次，则总的
实数乘法次数为(7+1)×(64+1)×4＝2080，总的实数除法次数为(7+1)×(64+1)×4＝
2080。可见，与传统搜索方法相比，本发明的方法能够大大降低算法复杂度。
[0043] 以上实例仅为本发明的优选例子而已，本发明的使用并不局限于该实例，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何
修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
