频率合成器的自适应性频率校正器
专利汇可以提供频率合成器的自适应性频率校正器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 提供一种用于码分多址应用的自适应性 频率 校正单元，其使用N目标 算法 进行高速自动频率校正。该自适应性频率校正器用于校正 锁 相回路的压控 振荡器 组的频率，该自适应性频率校正器包含：参考 分频器 ，其用以对 温度 补偿 晶体振荡器 的输出频率进行分频；反馈分频器，其用以对前置分频器的输出频率进行分频；频率比较器，其用以将一频率与参考分频器的输出及反馈分频器的输出进行比较；以及状态器，其用以向压控振荡器提供具有预定频率 分辨率 的预 定位 ，以利用频率比较结果校 正压 控振荡器组的频率。因此，通过利用 温度补偿晶体振荡器 的输入及前置分频器的输出而设计自适应性频率校正器，可降低功耗并得到小的 硅 区域。此外，可实现短的切换时间、降低 相位 噪声及降低功耗。，下面是频率合成器的自适应性频率校正器专利的具体信息内容。
1.一种自适应性频率校正器，用于校正锁相回路的压控振荡器组的频率， 所述自适应性频率校正器包含：
参考分频器，用以对温度补偿晶体振荡器的输出频率进行分频；
反馈分频器，用以对前置分频器的输出频率进行分频；
频率比较器，用以将一频率与所述参考分频器及所述反馈分频器的输出进 行比较；以及
状态器，用以向所述压控振荡器提供具有预定频率分辨率的预定位，以利 用所述频率比较的结果校正所述压控振荡器组的频率。
2.如权利要求1所述的自适应性频率校正器，其中所述参考分频器及所述 反馈分频器的数目是由下列方程式决定：
R2＝Ftcxo·Tcomp
N2＝R2·Fres/Ftcxo
其中，Ftcxo表示所述温度补偿晶体振荡器的频率，Tcomp表示比较一次所需 的时间。
3.如权利要求1所述的自适应性频率校正器，其中在粗略模式中，在所述 被分频的温度补偿晶体振荡器信号周期期间，所述状态器计算所述中央组的数 目及被分频压控震荡器输出信号。
4.如权利要求3所述的自适应性频率校正器，其中所述中央组与所述压控 振荡器组的差值是利用下列公式计算得出：
Bankdiff＝Fres/Fstep·(Ngen-Ntarget)。
5.如权利要求4所述的自适应性频率校正器，其中在所述粗略模式中，所 述压控振荡器组数目是通过将所述压控振荡器组的差值加上所述中央组数目 而加以确定。
6.如权利要求4所述的自适应性频率校正器，其中在精确模式中，所需压 控振荡器组数目是通过使用线性搜寻算法校正所述组误差而加以确定，所述组 误差是由所述压控振荡器的增益斜率及所述组的频率步长的变化所造成。
技术领域
本发明涉及一种用于码分多址(code division multiple access；CDMA)应用 的高速自动频率校正功能的分数N频率合成器(fractional-N frequency synthesizer)。
背景技术
参考分频器110将参考频率Fref除以R。
相位/频率检测器120将上面所获得的频率与主分频器170的输出频率进行 比较，并输出对应于该频率差的脉冲串信号。
电荷泵130推挽与脉冲宽度成正比的电流，并使用反馈误差放大器减小上 升与下降电流之间在较低伪电平及噪声方面的失配。
回路滤波器140用以滤除在回路运行期间所产生的噪声频率，并通过电容 器中所积聚电荷量的变化而改变压控振荡器150的控制端子的电压。
压控振荡器150根据输入电压而输出特定频率。
自适应性频率控制单元160用以校正压控振荡器150的频率，并包含频率 检测器161及状态器163。
频率检测器161将使用参考分频器110除以n所得到的频率与主分频器170 的输出频率进行比较。
状态器163使用经比较及检测的频率对压控振荡器150进行控制。
主分频器170输入压控振荡器150的输出频率作为反馈，并将该输出频率 除以R。主分频器170将上面所获得的频率输入至相位/频率检测器120及自适 应性频率控制单元160的频率检测器161，并包含可编程计数器171、前置分 频器173、及积分-三角调制器(sigma-delta modulator；SDM)175。
一现有的自适应性频率控制单元通过N分频器及R分频器的输出以检测频 率。
然而，由于自适应性频率控制单元时间有限，因而R分频器通过乘法器加 快处理速度。然而，压控振荡器组的分辨率Fres也变大，且因此压控振荡器组 的步长须变大。因此，其很难正常工作且因而效率低下。
发明内容
根据本发明的一个方面，提供一种自适应性频率校正器，用于校正锁相回 路的压控振荡器组的频率，该自适应性频率校正器包含：参考分频器，其用以 对温度补偿晶体振荡器的输出频率进行分频；反馈分频器，其用以对前置分频 器的输出频率进行分频；频率比较器，其用以将一频率与参考分频器输出及反 馈分频器输出进行比较；以及状态器，其用以向压控振荡器提供具有预定频率 分辨率的预定位，以利用频率比较结果校正压控振荡器组的频率。
附图说明
图1显示具有一般自适应性频率校正功能的频率合成器；
图2显示具有自适应性频率校正功能的频率合成器，用以解释本发明；
图3显示所需压控振荡器组数目AFCout随时间的变化，用以解释本发明 的运行；以及
图4显示当码分多址信道自991(低信道)变至799(高信道)时Vcon节 点的波形。
主要元件标记说明
110：分频器 120：相位/频率检测器
130：电荷泵 140：回路滤波器
150：压控振荡器 160：自适应性频率控制单元
161：频率检测器 163：状态器
170：主分频器 171：可编程计数器
173：前置分频器 175：积分-三角调制器
210：参考分频器 220：相位/频率检测器
230：电荷泵 240：回路滤波器
250：压控振荡器 260：自适应性频率控制单元
261：参考分频器 262：反馈分频器
263：分辨率频率比较器 265：状态器
270：主分频器 271：可编程分频器
273：前置分频器 275：积分-三角调制器
具体实施方式
为解释本发明，图2显示具有自适应性频率校正功能的频率合成器。该频 率合成器包含参考分频器210、相位/频率检测器220、电荷泵230、回路滤波 器240、压控振荡器250、自适应性频率控制单元260、及主分频器270。
参考分频器210对温度补偿晶体振荡器的参考频率进行分频。
相位/频率检测器220将被参考分频器210分频的温度补偿晶体振荡器的参 考频率与被主分频器270分频的输出频率进行比较，并输出对应于该频率差的 脉冲串信号。
电荷泵230推挽与脉冲宽度成正比的电流，并使用反馈误差放大器减小上 升与下降电流之间在较低伪电平及噪声方面的失配。
回路滤波器240具有低通滤波器(low pass filter；LPF)结构。回路滤波 器240用以滤除在回路运行期间所产生的噪声频率，并通过利用电容器所积聚 的电荷量的变化而改变压控振荡器的控制端子的电压。
压控振荡器250根据输入电压、基于连接至电感电容槽(LC tank)的标准负 gm拓扑而输出特定频率。在输出过程中，使用相互连接的n沟道金属氧化物 半导体(n-channel metal oxide semiconductor；NMOS)与p沟道金属氧化物半 导体(p-channel metal oxide semiconductor；NMOS)核心，以便负的gm能降 低相位噪声。为克服过程变化，压控振荡器250包含用于自适应性频率控制单 元260的数字电容器组，根据本发明的一实施例，自适应性频率控制单元260 采用N目标算法。
自适应性频率控制单元260用以向压控振荡器250组提供预定的位，并包 含参考分频器(R2)261、反馈分频器(N2)262、分辨率频率比较器263、及 状态器265。
主分频器270输入压控振荡器250的输出频率作为反馈，将该输出频率除 以N，并将经分频的频率输入至相位/频率检测器220。主分频器包含可编程分 频器271、前置分频器273、及积分-三角调制器275。
此处，积分-三角调制器275被设计成具有四阶的多级式噪声整形 (multistage-noise-shaping；MASH)结构，该结构的分辨率为20位。之所以 选择多级式噪声整形结构，是因为其稳定性高且噪声整形性能优异。
下面将根据上述结构对自适应性频率控制单元260进行详细说明。
在预定的频率分辨率及自适应性频率控制单元锁定时间条件下，参考分频 器(R2)261的数目以及反馈分频器(N2)262是由下列方程式1决定：
[方程式1]
R2＝Ftcxo·Tcomp
N2＝R2·Fres/Ftcxo
其中，Ftcxo表示该温度补偿晶体振荡器的频率，Tcomp表示比较一次所用的 时间。
总的自适应性频率控制单元锁定时间是由下列方程式2决定：
[方程式2]
(线性搜索算法)
(二分搜索算法)
(根据本发明一实施例的N目标算法)
其中，NVCObank表示压控振荡器组的位的数目，K表示N目标算法中的校 正重复次数。
N目标值是由下列方程式3决定：
[方程式3]
其中，Fchannel表示输出信道频率，P表示前置分频器的数目。
为解释本发明的运行，图3显示所需压控振荡器组数目AFCout随时间的 变化。当信道或压控振荡器频率改变时，压控振荡器组数目AFCout会变成中 央组数目并然后进入粗略模式，以将压控振荡器组数目改变成中央组数目与组 差值Bankdiff之和。另外，在精确模式中，将Ngen与Ntarget相比较，并对压控振 荡器组数目AFCout加以修改，以使Ngen等于Ntarget。在图3中，根据从粗略模 式变至精确模式的标准，根据单位时间Tcomp在第一周期期间计算信道设定值 Ntarget及Ngen，以获得Bankdiff。当输出Bankdiff时，输出高电平的粗略锁定信号， 并接着在Tcomp的下一单位时间周期期间执行粗略模式。由于Tcomp的单位时间 周期相当长，因而粗略锁定信号一般通过一次比较便可完成。在输出高电平的 粗略锁定信号之后，通过执行二次或三次粗略模式，输出高电平的最终自适应 性频率控制锁定信号。该时间称作自适应性频率控制锁定时间TAFC。
下文将更详细地说明N目标算法的两种工作模式。
在粗略模式中，状态器在被分频的温度补偿晶体振荡器信号周期期间计算 中央组数目及被分频压控振荡器输出信号。
因此，中央组与压控振荡器组之差通过下列方程式4加以计算。
[方程式4]
在粗略模式中，压控振荡器组数目是由压控振荡器组差值加上该中央组数 目而得到。
在精确模式中，所需压控振荡器组数目是通过使用线性搜索算法校正该组 误差而加以确定，该组误差是由压控振荡器的增益斜率及该组的频率步长的变 化所造成。
K表示近似的第一阶搜索测量次数，其介于1至3之间。当压控振荡器包 含大量的组时，由于N目标算法对组的数量不敏感，因而N目标算法具有短的 自适应性频率控制锁定时间。自适应性频率控制单元是使用在主回路中所用的 温度补偿晶体振荡器输入以及前置分频器的输出设计而成，以使功耗较低且硅 区域较小。
因此，输入Ftcxo且输入前置分频器273的输出，以减小Fres、功耗及硬件 尺寸。
Tres是由Tres＝Ftcxo*(P*N/2)/R2决定。参考分频器261及处理速度主要取 决于分辨率。
由于已知Fres及Ftarget(目标频率：Fres*Ntar)，因而可通过将实际所需的 Ntar与计算值进行比较而立即移动至所需的组。
在设计压控振荡器时，Fstep是不规则的，且存在误差。该误差是在该过程 结束时与线性搜索一起得到校正。
图4显示当码分多址信道自991(低信道)变至799(高信道)时Vcon节 点的波形。
自适应性频率控制单元时间(Fres＝4.8MHz)与整个锁定时间的总时间约 为2000微秒(2000μsec)(频宽为15千赫时)。
尽管上文是参照本发明的实例性实施例具体显示及说明本发明，然而所属 领域的技术人员将了解，可在形式及细节上对其作出各种改动，此并不背离由 随附权利要求书所界定的本发明的精神及范围。
工业适用性
根据本发明，通过利用温度补偿晶体振荡器的输入及前置分频器的输出而 设计自适应性频率校正器，可降低功耗并得到小的硅区域。
此外，可实现短的切换时间、降低相位噪声及降低功耗。
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