技术领域
[0001] 本
发明涉及电
力电子领域，尤其涉及一种IGBT耦合热阻抗的离散化方波提取方法及装置。
背景技术
[0002] 功率变流器作为
可再生能源发电系统、
电驱动系统中重要的组成部分，长时间工作于处理功率大范围随机
波动的恶劣工况下，其可靠性及预期使用寿命较低。
绝缘栅双极晶体管(insulated gate bipolar transistor,IGBT)作为功率流器中处理功率的核心部件，是失效率最高的部件，研究IGBT的可靠性对于提高功率变换器的可靠性具有重要意义。实际运用中，由于功率变流器长时间工作于处理功率大范围随机波动的恶劣工况下，造成IGBT器件内部的
结温持续大范围随机波动，而器件的结温是影响其可靠性
水平和寿命的重要参数，如何准确的计算结温对器件的
热管理、寿命预测和可靠性评估尤为重要。IGBT器件的结温主要受热阻和本身发热功率的影响，在已知发热功率的情况下，如何建立精确完善的IGBT综合热网络模型对于准确计算器件的结温至关重要。而器件本身的热网络亦可作为评估器件老化过程的重要参数。综上所述，建立较为完善的IGBT热网络模型对于实现功率变流器的有效热管理、寿命预测和可靠性评估，以及基于热网络的器件状态的在线监测均具有十分重要的意义。
[0003] 目前，IGBT热网络模型广泛采用的一维Foster热网络模型和cauer热网络模型，只考虑了芯片从结到壳垂直方向上的热传递，而忽略了IGBT模
块内部各芯片间的热耦合效应。为了建立更为精确的热网络模型，需要计及IGBT模块内部各芯片之间的耦合热阻抗。而目前热阻抗主要提取方法有红外扫描法、有限元仿真方法、温敏电参数法。采用红外扫描法能够在线测量结温为热阻计算提供结温数据，但需要对模块进行破坏性开封处理，且由于芯片表面
温度的不均匀分布，致使测量结温与实际温度之间误差大，造成所测热阻偏差较大。采用
有限元分析方法，通过有限元仿真
软件可建立精确的IGBT综合热网络模型，具有
精度高，处理复杂结构等优点，但该方法强烈依赖于IGBT物理结构和各层导热特征参数，而相关参数不易获取，且仿真分析时间较长，求解繁琐，不能反应模块的老化过程。采用热敏电参数法，因不需破坏IGBT的封装结构，且不需要芯片的物理结构参数而被广泛采用，而IGBT模块内部多芯片之间往往共用一个外部电气端口，现有常规方法难以通过对端部电气特征量的测量来提取IGBT模块的耦合热阻抗。因此，亟需一种新的简单有效的方法来提取IGBT模块耦合热阻抗，进而建立较为完善的IGBT综合热网络模型。
发明内容
[0004] 有鉴于此，本发明提供一种IGBT耦合热阻抗的离散化方波提取方法及装置，以解决上述问题。
[0005] 本发明提供的IGBT耦合热阻抗的离散化方波提取方法，包括：
[0006] 对IGBT加热，测量FWD导通压降及其壳温变化曲线；对FWD加热，测量IGBT的饱和压降及其壳温变化曲线，通过对FWD导通压降和IGBT的饱和压降的测量，获取IGBT与FWD的结温，根据所测FWD和IGBT结温和壳温变化曲线得到IGBT与FWD连续变化的耦合热阻抗曲线，通过所述耦合热阻抗曲线拟合获取IGBT与FWD的耦合热阻抗。进一步，还包括标定IGBT饱和压降及其反并联
二极管(FWD)导通压降与结温对应的温敏参数曲线，分别提取在
电流Is下FWD导通压降和IGBT的饱和压降，并根据所述温敏参数曲线，获取IGBT与FWD结温变化曲线。
[0007] 进一步，还包括在IGBT模块底部正对芯片
位置放置
热电偶，升温过程中分别测取IGBT与FWD壳温变化曲线。根据所测结温和壳温变化曲线逐点计算IGBT与FWD耦合热阻抗，得到连续变化的耦合热阻抗曲线，通过所述耦合热阻抗曲线获取耦合热阻抗。
[0008] 进一步，所述标定IGBT饱和压降及其反并联二极管(FWD)导通压降与结温对应的温敏参数曲线，具体包括：
[0009] 分别在恒温箱中测量IGBT的饱和压降VCE-Is及FWD的正向导通压降VF-Is与结温的对应关系曲线，并通过最小二乘拟合获取VCE-Is、VF-Is与结温对应的一阶线性关系曲线和换算式，所述换算式为：
[0010] Vce＝V0_IGBT-KIGBT·T(Ic＝100mA)
[0011] VF＝V0_FWD-KFWD·T(IF＝100mA)
[0012] 其中，KIGBT，KFWD分别为IGBT与FWD的温敏系数，VCE为IGBT的饱和压降，VF为FWD的正向导通压降，V0_IGBT，V0_FWD分别为拟合曲线的截距，T为温度。
[0013] 进一步，分别测量IGBT芯片对FWD芯片的耦合热阻抗和FWD对IGBT的耦合热阻抗：
[0014] 控制加热电流源导通并使加热电流经过IGBT芯片续流，控制测量电流源的测量电流对FWD芯片导通压降进行测量，实时获取FWD的结温值；
[0015] 控制加热电流源的加热电流通过IGBT中FWD续流对FWD进行加热，同时使测量电流源导通，获取IGBT的饱和压降随FWD加热的变化情况，并根据所述温敏系数曲线获取IGBT芯片的结温，在待测器件上施加一个周期性的加热电流脉冲和测量电流脉冲，通过每个方波测量周期内所测得的固定间隔的离散结温值，获取连续变化的耦合热阻抗曲线。其中施加的周期性脉冲可根据耦合热阻抗辨识精度调节。
[0016] 进一步，对耦合热阻抗测量过程采用结温误差偏移校正
算法进行误差补偿，所述误差补偿通过如下公式进行：
[0017]
[0018] 其中， PH/A为芯片所受热流
密度，t为采集延迟时间，ΔT(t)为t时刻采集温度与大电流断开前瞬间真实结温的差值，c为芯片
热容，ρ为密度，λ为导热系数。
[0019] 进一步，通过所述连续变化的耦合热阻抗曲线,获取IGBT芯片与FWD芯片之间的耦合热阻抗值，用如下公式表示：
[0020] Zth＝R(1-e-t/t)
[0021] 其中，Zth为等效耦合热阻抗，R为热阻，τ为时间常数。
[0022] 本发明还提供一种IGBT耦合热阻抗的离散化方波提取装置，包括IGBT芯片、FWD芯片、待测模块、控制
开关、用于测量IGBT芯片和FWD芯片之间耦合热阻抗的测量
电路、可控制电流的加热电流源和测量电流源、热电偶及变送器，所述加热电流源用于对IGBT芯片和FWD芯片进行加热，所诉热电偶及变送器用于对芯片加热过程中壳温进行测量，所述测量电流源用于提供测量电流，所述控制开关包括加热电流可控开关和测量电流可控开关，所述加热电流源与加热电流可控开关相连构成加热支路，测量电流源与测量电流可控开关相连构成测量支路，所述加热支路和测量支路并联，然后同待测器件连接。
[0023] 进一步，通过加热电流可控开关控制加热电流流过IGBT芯片对IGBT进行加热，通过测量电流可控开关控制测量电流对FWD芯片导通压降进行测量，实时获取FWD的结温值；通过加热电流可控开关控制加热电流源的加热电流通过FWD对FWD进行加热，通过测量电流可控开关使测量电流源导通，获取IGBT的饱和压降随FWD加热的变化情况，并根据所述温敏系数曲线获取IGBT芯片的结温。
[0024] 进一步，还包括壳温测量单元，所诉壳温测量单元用于在对IGBT加热时，FWD芯片的壳温测量以及在对FWD芯片加热时，IGBT芯片的壳温测量。
[0025] 进一步，还包括脉冲单元，所述脉冲单元用于在待测器件上施加一个
频率可调的周期性的加热电流脉冲和测量电流脉冲，通过每个方波测量周期内所测得的固定间隔的离散结温值，获取连续变化的耦合热阻抗曲线。
[0026] 进一步，还包括用于对断开加热电流源瞬间结温开始下降部分进行补偿的补偿单元，所述补偿单元通过如下公式进行：
[0027]
[0028] 其中， PH/A为芯片所受热流密度，t为采集延迟时间，ΔT(t)为t时刻采集温度与大电流断开前瞬间真实结温的差值，c为芯片热容，ρ为密度，λ为导热系数。
[0029] 本发明的有益效果：本发明通过较为简单的方法通过对端部电气特征量的测量来提取IGBT模块的耦合热阻抗，进而建立较为完善的IGBT综合热网络模型，本发明通过将IGBT模块视为一个黑盒子，忽略其内部封装结构，在不破坏模块封装的情况下，利用现有的热敏参数法测量热阻的原理，采用离散化测量方波，实现对耦合热阻抗的测量，本发明具有简单有效、响应快速、测量准确的优点。
附图说明
[0030] 下面结合附图和
实施例对本发明作进一步描述：
[0031] 图1是本发明IGBT模块内部的等效电路图。
[0033] 图3是本发明IGBT芯片与FWD芯片各自拟合温敏系数曲线示意图。
[0034] 图4是本发明IGBT芯片对FWD芯片耦合热阻抗测量电路示意图。
[0035] 图5是本发明FWD芯片对IGBT芯片耦合热阻抗测量电路示意图。
[0036] 图6是本发明对IGBT芯片加热，FWD芯片温升曲线示意图。
[0037] 图7是本发明对FWD芯片加热，IGBT芯片温升曲线示意图。
[0038] 图8是本发明IGBT芯片与FWD芯片耦合热阻抗曲线示意图。
具体实施方式
[0039] 下面结合附图和实施例对本发明作进一步描述：图1是本发明IGBT模块内部的等效电路图，图2是本发明耦合热阻抗提取框图，图3是本发明IGBT芯片与FWD芯片各自拟合温敏系数曲线示意图，图4是本发明IGBT芯片对FWD芯片耦合热阻抗测量电路示意图，图5是本发明FWD芯片对IGBT芯片耦合热阻抗测量电路示意图，图6是本发明对IGBT芯片加热，FWD芯片温升曲线示意图，图7是本发明对FWD芯片加热，IGBT芯片温升曲线示意图，图8是本发明IGBT芯片与FWD芯片耦合热阻抗曲线示意图。
[0040] 本实施例中的IGBT耦合热阻抗的离散化方波提取方法，包括
[0041] 对IGBT加热，测量FWD导通压降及壳温变化曲线；对FWD加热，测量IGBT的饱和压降及壳温变化曲线，根据测量小电流下FWD导通压降和IGBT的饱和压降，间接测取IGBT与FWD结温，同时通过加热电流下IGBT与FWD的导通压降计算损耗，通
过热阻计算公式逐点计算IGBT与FWD耦合热阻，获取IGBT与FWD连续变化的耦合热阻抗曲线，通过所述耦合热阻抗曲线获取IGBT与FWD的耦合热阻抗。本实施例通过采用离散化方波方法分别测量对IGBT加热时，FWD导通压降以及对FWD加热时，IGBT的饱和压降，分别提取出小电流下FWD导通压降和小电流下IGBT的饱和压降由所测温敏参数曲线，逐点映射计算得到IGBT与FWD结温变化曲线如图6和图7所示，根据所测数据，分别提取出大电流下FWD导通压降和大电流下IGBT的饱和压降，并根据所述结温计算数据，根据损耗计算公式逐点计算IGBT与FWD耦合热阻抗，得到连续变化的耦合热阻抗曲线，对阻抗曲线进行拟合得到二者间的耦合热阻抗。
[0042] 在本实施例中，还包括标定IGBT饱和压降及其反并联二极管(FWD)导通压降与结温对应的温敏参数曲线，分别提取在电流Is(100mA)下FWD导通压降和IGBT的饱和压降，并根据所述温敏参数曲线，获取IGBT与FWD结温变化曲线，根据结温变化曲线及所测壳温变化曲线逐点计算IGBT与FWD耦合热阻，得到连续变化的耦合热阻抗曲线，通过所述耦合热阻抗曲线拟合获取耦合热阻抗。本实施例根据IEC6074-9:2007和JESD51-14热阻测试标准，分别在恒温箱中测量IGBT的饱和压降VCE-Is及FWD的正向导通压降VF-Is与结温的对应关系曲线，通过最小二乘拟合得到图2所示VCE-Is、VF-Is与结温对应的一阶线性关系曲线及以下换算式，其中KIGBT，KFWD分别为IGBT与FWD的温敏系数。
[0043] Vce＝V0_IGBT-KIGBT·T(Ic＝100mA) (1)
[0044] VF＝V0_FWD-KFWD·T(IF＝100mA) (2)
[0045] 如图4、5所示，，开关S1-4均采用MOSFET作为开关管，具有导通压降低开关速度快等优点，能够最大限度减少对测量电路的影响。为降低加热电流源及测量电流源在频繁切换过程中动态响应性能对测量电路的影响，测量电路中分别给加热电流源和测量电流源并联旁路开关IGBT1和S2，电路中IGBT1保持与DUT相同的型号使得测量过程中加热电流源在负载切换时响应时间更短，图4所示测量电路中IGBT1与开关S1互补导通，开关S2和S3互补导通，图5所示测量电路中开关S3与开关S4互补导通，开关S1和S2互补导通从而保证整个测量过程中加热电流源和测量电流源一直工作在连续输出状态，保证了电流源的动态响应性能。在本实施例中，测量过程分为两个阶段，第一阶段采用图4所示测量电路测取IGBT芯片加热时，FWD芯片的结温变化曲线并通过热电偶和变送器实时测量FWD芯片壳温变化曲线；第二阶段采用图5所示电路测取FWD芯片加热时，IGBT芯片结温变化曲线并实时测量IGBT芯片壳温变化曲线。测量电路工作原理及具体测量过程如下：第一阶段包括测量IGBT芯片对FWD芯片的耦合热阻抗，采用图4所示电路为测量电路，其中P1为加热电流源，P2为测量电流源，DUT(device under test)为待测模块。在一个方波测量周期(本实施例为10ms)内，开关S2、S3与S1互补导通，IGBT1与S2同时开断，驱动
信号使DUT模块一直处于常通状态。当S3开通、S1断开时，加热电流导通，经回路流经DUT模块中的IGBT芯片，结温上升，此时测量电流流经开关S2；在S2、S3关断间隙，S1开通，加热电流经模块IGBT1续流，测量电流经开关S1测取FWD芯片导通压降VF-Is，从而实时间接测取FWD的结温值；第二阶段包括：测量FWD对IGBT的耦合热阻抗，测量电路采用图5所示电路，其中P1为加热电流源，P2为测量电流源，DUT为待测模块。待测模块DUT驱动为恒通状态，开关S1和S2，S3和S4互补导通，开关S1和S4，S2和S3同时开断，S2、S3导通时，大电流源流经FWD芯片进行加热，小电流源经开关S2续流；S2、S3关断，S1、S4开通时，加热电流源通过IGBT1中反并联二极管续流，测量电流经开关S1测量IGBT饱和压降，根据温敏系数曲线得到IGBT芯片的结温。通过每个方波测量周期内所测得的固定间隔的离散结温值，从而提取热阻抗测量过程中所需参数的连续变化情况[0046] 在本实施例中，由于IGBT模块结到壳热阻热容较小，在大电流关断瞬间，由于测量延迟等因素，致使实际所采集结温偏小。因此，对结温最开始下降部分进行补偿，补偿公式为
[0047]
[0048] 其中，
[0049] PH/A为芯片所受热流密度，t为采集延迟时间，ΔT(t)为t时刻采集温度与大电流断开前瞬间真实结温的差值，c为芯片热容，ρ为密度，λ为导热系数。
[0050] 如图6和图7所示，通过对测量数据进行处理，分别提取出在两个测量阶段在100mA小电流源下IGBT饱和压降及FWD导通压降，并由上述公式(1)-(4)计算得到两个测量阶段FWD与IGBT的结温。
[0051] 在本实施例中，测量电路中待测模块在整个测量过程中没有开关动作，忽略IGBT的
开关损耗及Diode的反向恢复损耗，IGBT芯片及FWD损耗计算公式为：
[0052] Pcond_IGBT＝Vce×IC (5)
[0053] Pcond_FWD＝VF×IF (6)
[0054] 根据耦合热阻抗的定义，耦合热阻抗的计算公式可表示如下：
[0055]
[0056] 式中Zth(n,m)为等效耦合热阻抗，Tjn和Ta分别为第n个芯片的结温和壳温(或
环境温度)，Pm为第m个芯片的功率损耗。同时考虑到IGBT饱和压降及二极管的正向导通压降受结温反馈影响，在结温进入稳态之前，大电流下的饱和压降及导通压降随结温发生变化。因此采用整个测量过程的平均饱和压降来计算损耗，会导致最终计算耦合热阻的不准确。由于本发明所采用的离散化测量方波周期短，可忽略一个周期内的损耗变化，不考虑损耗受结温的反馈影响。为计算得到更为精确的耦合热阻抗，在每个方波周期通过式(5)、(6)、(7)逐点计算热阻，如图8所示，得到连续变化的耦合热阻抗曲线。通过连续变化的耦合热阻抗曲线，可通过拟合工具或拟合算法根据下式进行一阶拟合，进而得到IGBT芯片与FWD芯片之间的耦合热阻抗值。
[0057] Zth＝R(1-e-t/t) (8)
[0058] 其中R为热阻，τ为时间常数。
[0059] 相应地，本实施例还提供一种IGBT耦合热阻抗的离散化方波提取装置，包括IGBT芯片、FWD芯片、待测模块、控制开关、用于测量IGBT芯片和FWD芯片之间耦合热阻抗的测量电路、加热电流源和测量电流源、热电偶及变送器，所述加热电流源用于对IGBT芯片和FWD芯片进行加热，所述测量电流源用于提供测量电流，所诉热电偶及变送器用于实时测量芯片壳温，所述控制开关包括加热电流可控开关和测量电流可控开关，所述加热电流源与加热电流可控开关相连构成加热支路，测量电流源与测量电流可控开关相连构成测量支路，所述加热支路和测量支路并联，然后同待测器件连接。加热电流源输出的大电流流经DUT，使DUT温度升高；测量电流源发出的特定电流流经DUT，测量当前DUT的结温；主电路开关和测量电流开关由全控型开关管构成。在待测器件上施加周期性的加热电流脉冲和测量电流脉冲，通过每个方波测量周期内所测得的固定间隔的离散结温值，从而提取耦合热阻抗测量过程中所需参数的连续变化情况。通过计算得到连续变化的耦合热阻抗曲线，对阻抗曲线进行拟合得到二者间的耦合热阻抗。
[0060] 在本实施例中，通过控制开关控制加热电流源导通并使加热电流经过IGBT芯片对IGBT加热，控制测量电流源的测量电流对FWD芯片导通压降进行测量，获取FWD的结温值；同时通过控制开关控制加热电流源的加热电流对FWD进行加热，同时通过控制测量电流获取IGBT的饱和压降随FWD加热的变化情况，并根据所述温敏系数曲线获取IGBT芯片的结温。如图4、5所示，本实施例中的开关S1-4均采用MOSFET作为开关管，具有导通压降低开关速度快等优点，能够最大限度减少对测量电路的影响。
[0061] 在本实施例中，还包括脉冲单元，所述脉冲单元用于在待测器件上施加一个频率可调的周期性的加热电流脉冲和测量电流脉冲，通过每个方波测量周期内所测得的固定间隔的离散结温值，获取连续变化的耦合热阻抗曲线。
[0062] 最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行
修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的
权利要求范围当中。
