功率转换器的具有深度间歇省电模式的控制电路
阅读：113发布：2020-05-12
专利汇可以提供功率转换器的具有深度间歇省电模式的控制电路专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 提出一种功率转换器的具有深度间歇省电模式的控制 电路 ，其包含一负载侦测电路及一脉波宽度调整电路。负载侦测电路依据一反馈 信号 而产生一切换 控制信号 。反馈信号关联于功率转换器的一负载状态。脉波宽度调整电路依据切换控制信号及反馈信号产生一切换信号，而调整功率转换器的一输出。当功率转换器的负载状态为一极轻载时，控制电路执行一深度间歇省电模式，以于每一深度间歇省电周期仅对切换信号切换一次。因此，切换损失降低，使得功率转换器的电源消耗同样地降低。，下面是功率转换器的具有深度间歇省电模式的控制电路专利的具体信息内容。
1.一种功率转换器的具有深度间歇省电模式的控制电路，其特征在于，包含：
一负载侦测电路，其依据一反馈信号产生一切换控制信号，其中该反馈信号关联于该功率转换器的一负载状态；以及
一脉波宽度调整电路，其依据该切换控制信号及该反馈信号产生一切换信号，以调整该功率转换器的一输出；
其中，该控制电路依据该功率转换器的该负载状态执行一间歇省电模式及一深度间歇省电模式而对该切换信号切换，当该功率转换器的该负载状态为一轻载时，该控制电路执行该间歇省电模式，当该功率转换器的该负载状态为一极轻载时，该控制电路执行该深度间歇省电模式，而于每一深度间歇省电周期结束前仅对该切换信号切换一次。
2.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于，其中该负载侦测电路具有一第一门坎及一第二门坎，当该负载状态为该极轻载且该反馈信号大于该第二门坎时，该脉波宽度调整电路依据该切换控制信号致能该切换信号；当该负载状态为该极轻载且该反馈信号小于该第一门坎时，该脉波宽度调整电路依据该切换控制信号禁能该切换信号。
3.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于，其中该负载侦测电路包含：
一负载比较器，其具有一极轻载门坎，且接收该反馈信号，以比较该反馈信号与该极轻载门坎而产生一侦测信号；以及
一第一比较器，其具有一第一门坎及一第二门坎，且接收该反馈信号，以比较该反馈信号与该第一门坎或比较该反馈信号与该第二门坎，而产生一输出信号作为该切换控制信号；
其中，当该负载状态为该极轻载且该反馈信号大于该第二门坎时，该切换控制信号依据该侦测信号致能该切换信号；当该负载状态为该极轻载且该反馈信号小于该第一门坎时，该切换控制信号依据该侦测信号禁能该切换信号。
4.如权利要求3所述的控制电路，其特征在于，其中当该反馈信号小于该极轻载门坎时，该侦测信号则表示该负载状态为该极轻载。
5.如权利要求3所述的控制电路，其特征在于，其中该深度间歇省电周期开始于该反馈信号大于该第二门坎，且结束于该反馈信号再次大于该第二门坎。
6.如权利要求3所述的控制电路，其特征在于，其中该负载侦测电路进一步包含：
一第二比较器，其具有一第三门坎及一第四门坎，且接收该反馈信号，以比较该反馈信号与该第三门坎或比较该反馈信号与该第四门坎，而产生一输出信号作为该切换控制信号；
其中，当该负载状态不为该极轻载且该反馈信号大于该第四门坎时，该切换控制信号依据该侦测信号致能该切换信号；当该负载状态不为该极轻载且该反馈信号小于该第三门坎时，该切换控制信号依据该侦测信号禁能该切换信号。
7.如权利要求6所述的控制电路，其特征在于，其中当该负载状态不为该极轻载时，该第二比较器所产生的该输出信号依据该侦测信号而耦接至该脉波宽度调整电路，而该第一比较器所产生的该输出信号依据该侦测信号不会耦接至该脉波宽度调整电路。
8.如权利要求6所述的控制电路，其特征在于，其中当该反馈信号大于该极轻载门坎且小于该第三门坎时，该负载状态为该轻载。
9.如权利要求6所述的控制电路，其特征在于，其中该负载侦测电路进一步包含：
一第一开关，其耦接在该第一比较器与该脉波宽度调整电路之间，该第一开关受控于该侦测信号；以及
一第二开关，其耦接在该第二比较器与该脉波宽度调整电路之间，该第二开关受控于该侦测信号；
其中，当该负载状态为该极轻载时，该侦测信号导通该第一开关，且该第一比较器所产生的该输出信号经由该第一开关而耦接至该脉波宽度调整电路；当该负载状态不是该极轻载时，该侦测信号导通该第二开关，且该第二比较器所产生的该输出信号经由该第二开关而耦接至该脉波宽度调整电路。
10.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于，进一步包含：
一频率调整电路，其依据该反馈信号及一侦测信号而产生一振荡信号，以控制该切换信号的频率，该侦测信号控制该振荡信号的频率。
11.如权利要求10所述的控制电路，其特征在于，其中该负载侦测电路依据该反馈信号而产生该侦测信号。
12.如权利要求10所述的控制电路，其特征在于，其中该频率调整电路包含：
一电压对电流转换器，其接收该反馈信号以产生一参考电流；
多个电流镜，其依据该参考电流以产生一第一充电电流及一第一放电电流；
一充电电流源，其产生一第二充电电流，该第二充电电流耦接该第一充电电流；
一放电电流源，其产生一第二放电电流，该第二放电电流耦接该第一放电电流；
一电容，其藉由该第一充电电流及该第二充电电流充电，及藉由该第一放电电流及该第二放电电流放电，而产生一锯齿信号；以及
一振荡电路，其依据该锯齿信号产生该振荡信号。
13.如权利要求12所述的控制电路，其中当该负载状态为该极轻载时，该侦测信号控制该些电流镜以禁能该第一充电电流及该第一放电电流，该第二充电电流及该第二放电电流决定该振荡信号及该切换信号的一最小切换频率。
功率转换器的具有深度间歇省电模式的控制电路
技术领域
[0001] 本发明系关于一种控制电路，特别是指一种用于功率转换器的具有深度间歇省电模式(deep burst mode)的控制电路。
背景技术
[0002] 多种功率转换器已被广泛地使用，以提供经调整的电压及电流至各种电子产品。基于环境污染的限制下，功率转换器已要求符合电源管理及节约能源的标准。电源管理的原则是管理系统在运作期间的电源消耗。进一步地说，在非运作期间，只有少量的电源将被消耗。关于功率转换器在一电源管理运用面上，在轻载状态下节约电源为现今的一主要需求。
[0003] 一般来说，功率转换器的一控制电路依据一反馈信号产生一切换信号。反馈信号为关联于功率转换器的一负载状态。切换信号使用以切换功率转换器的的一功率变压器，以调整功率转换器的一输出。为了降低功率转换器的电源消耗，当功率转换器的负载状态为轻载时，功率转换器执行一间歇省电模式(burstmode)以调整功率转换器的输出。
[0004] 图1为习用功率转换器执行间歇省电模式的波形图。一旦反馈信号VFB小于一门坎VOZ时，切换信号VG被禁能用以降低功率转换器的输出。换言之，当负载状态为轻载时，电源消耗会降低。此外，一旦反馈信号VFB大于一门坎VOZR时，切换信号VG被致能，且在一短暂的导通时间的后被禁能，而像是一脉冲信号。换句话说，切换信号VG被切换而产生脉冲信号。脉冲信号用于切换功率转换器的功率变压器，而提供少量的电源。
[0005] 如图1所示，当功率转换器的负载状态为轻载且反馈信号VFB大于门坎VOZR时，切换信号VG持续地被切换直至反馈信号VFB小于门坎VOZ。因此，切换信号VG被切换很多次。一旦反馈信号VFB再次大于门坎VOZR时，切换信号VG会再次持续地被切换直至反馈信号VFB再次小于门坎VOZ。因此，在每一间歇省电周期(burst period)T2，切换信号VG被切换很多次，所以功率变压器在每一间歇省电周期T2也被切换很多次，这会导致切换损失的增加，也因而电源消耗不能有效地降低。一般来说，间歇省电周期T2及间歇省电频率为固定。举例来说，间歇省电频率为22K赫兹(Hz)。图1的T1是间歇省电模式下的切换信号VG的一切换周期。
发明内容
[0006] 本发明的目的，在于提供一种功率转换器的具有深度间歇省电模式的控制电路。当功率转换器的一负载状态为极轻载时，控制电路减少对功率变压器切换的次数，以降低切换损失而降低电源消耗。
[0007] 本发明系一种功率转换器的具有深度间歇省电模式的控制电路，其包含一负载侦测电路及一脉波宽度调整电路。负载侦测电路依据一反馈信号而产生一切换控制信号。反馈信号关联于功率转换器的一负载状态。脉波宽度调整电路依据切换控制信号及反馈信号产生一切换信号，而调整功率转换器的一输出。当功率转换器的负载状态为一极轻载时，控制电路执行一深度间歇省模式，以于每一深度间歇省电周期仅对切换信号切换一次。因此，切换损失会降低，使得功率转换器的电源消耗同样地会降低。附图说明
[0008] 图1是习用功率转换器执行间歇省电模式的波形图；
[0009] 图2是本发明的一功率转换器的一实施例的电路图；
[0010] 图3是本发明的控制电路的一实施例的电路图；
[0011] 图4是本发明的负载侦测电路的一实施例的电路图；
[0012] 图5是本发明的脉波宽度调整电路的一实施例的电路图；
[0013] 图6A～6B是本发明的频率(fs)-反馈信号(VFB)曲线图；
[0014] 图6C是本发明控制电路执行一深度间歇省电模式下，反馈信号VFB及切换信号VG的波形图；以及
[0015] 图7是本发明的频率调整电路的一实施例的电路图。
[0016] 【图号对照说明】
[0017] 10 功率变压器 31 电阻
[0019] 40 控制电路 300 负载侦测电路
[0021] 303 第一比较器 304 反相器
[0022] 305 第二开关 306 第二比较器
[0023] 400 频率调整电路 411 比较器
[0024] 412 电阻 413 比较器
[0025] 415 电流源 423 充电电流源
[0026] 427 放电电流源 431 比较器
[0027] 432 比较器 433 与非门
[0028] 434 与非门 435 反相器
[0029] 500 脉波宽度调整电路 510 正反器
[0030] 511 反相器 512 反相器
[0031] 513 比较器 CO 输出电容
[0032] CS 感测端 CT 电容
[0033] DS 整流器 FB 反馈端
[0034] fs1 最大切换频率 fs2 最小切换频率
[0035] GND 接地端 I2 参考电流
[0036] I3 电流 I6 第一放电电流
[0037] I7 电流 I8 第一充电电流
[0038] I423 第二充电电流 I427 第二放电电流
[0039] IP 切换电流 M1～M9 晶体管
[0040] NP 一次侧绕组 NS 二次侧绕组
[0041] OUT 输出端 OZ 切换控制信号
[0042] PLS 振荡信号 Q1 功率晶体管
[0043] RS 感测电阻 VCC 供应电压
[0044] VCS 电流信号 VFB 反馈信号
[0045] VFB_G 参考门坎 VFB_N 门坎
[0046] VFB_S 极轻载门坎 VFBR_S 深度间歇省电截止门坎
[0047] V6 切换信号 VH 门坎
[0048] VIN 输入电压 VL 门坎
[0049] VO 输出电压 VOZ 第三门坎
[0050] VOZR 第四门坎 VOZ_S 第一门坎
[0051] VOZR_S 第二门坎 VS 侦测信号
[0052] VSAW 锯齿信号 T1 切换周期
[0053] T2 间歇省电周期 T3 导通时间
[0054] T4 深度间歇省电周期
具体实施方式
[0055] 为了使本发明的结构特征及所达成的功效有更进一步的了解与认识，特用较佳的实施例及配合详细的说明，说明如下：
[0056] 图2是本发明的一功率转换器的一实施例的电路图。一控制电路40具有一输出端OUT、一感测端CS、一反馈端FB及一接地端GND。接地端GND耦接于一接地。控制电路40依据一反馈信号VFB输出一切换信号VG，而调整功率转换器的一输出(输出电压VO及/或输出电流)。反馈信号VFB关联于功率转换器的负载状态。反馈信号VFB产生在控制电路40的反馈端FB。切换信号VG驱动耦接于一功率变压器10的一功率晶体管Q1，用以切换功率变压器10。
[0057] 功率变压器10连接于功率转换器的一输入电压VIN，用于能量储存及电源转换。功率变压器10的已储存能量透过一整流器DS及一输出电容CO传输至功率转换器的一输出端，而产生输出电压VO。功率变压器10具有一一次侧绕组NP及一二次侧绕组NS。二次侧绕组NS的一第一端连接至整流器DS的一阳极，二次侧绕组NS的一第二端连接至另一接地。输出电容CO连接于整流器DS的一阴极与二次侧绕组NS的第二端之间。
[0058] 一感测电阻RS串联于功率晶体管Q1，且依据功率变压器10的一切换电流IP产生一电流信号VCS在控制电路40的感测端CS。一电阻31的一第一端耦接至功率转换器的输出端。一齐纳二极管36从电阻31的一第二端耦接至一光耦合器37的一输入端。光耦合器37的一输出端耦接至控制电路40的反馈端FB，以形成一反馈回路而依据输出电压VO产生反馈信号VFB。控制电路40依据反馈信号VFB调变切换信号VG的脉波宽度，以达到功率转换器的调整。
[0059] 图3是本发明的控制电路的一实施例的电路图。控制电路40包含一负载侦测电路300及一脉波宽度调变电路(PWM)500。负载侦测电路300耦接至反馈端FB用以接收反馈信号VFB。负载侦测电路300依据反馈信号VFB产生一切换控制信号OZ。切换控制信号OZ耦接至脉波宽度调整电路500。负载侦测电路300依据反馈信号VFB进一步产生一侦测信号VS，侦测信号VS表示功率转换器的负载状态是一极轻载(深度轻载)或不是。
[0060] 脉波宽度调整电路500耦接至反馈端FB及负载侦测电路300，而接收反馈信号VFB及切换控制信号OZ。脉波宽度调整电路500依据切换控制信号OZ及反馈信号VFB产生切换信号VG，以调整功率转换器的输出。当功率转换器的负载状态为极轻载时，控制电路依据切换控制信号OZ执行一深度间歇省电模式(deep burst mode)，而于每一深度间歇省电周期(deep burst period)仅对切换信号切换一次。脉波宽度调整电路500进一步耦接至感测端CS，以接收电流信号VCS而产生切换信号VG。
[0061] 控制电路40进一步包含一频率调整电路400。频率调整电路400耦接至反馈端FB、负载侦测电路300及脉波宽度调整电路500，以接收反馈信号VFB及侦测信号VS。频率调整电路400依据反馈信号VFB及侦测信号VS产生一振荡信号PLS，而控制脉波宽度调整电路500所产生的切换信号VG的频率。
[0062] 图4是本发明的负载侦测电路的一实施例的电路图。负载侦测电路300包含一负载比较器301、一第一比较器303及一第一开关302。负载比较器301及第一比较器303为磁滞比较器。负载比较器301具有一极轻载门坎VFB_S及一深度间歇省电截止门坎VFBR_S，并供应至负载比较器301的一正输入端。极轻载门坎VFB_S小于深度间歇省电截止门坎VFBR_S。举例来说，极轻载门坎VFB_S为1.8V及深度间歇省电截止门坎VFBR_S为3.6V。负载比较器301的一负输入端接收反馈信号VFB。
[0063] 负载比较器301比较反馈信号VFB及极轻载门坎VFB_S以产生侦测信号VS。当功率转换器的负载状态为极轻载时，反馈信号VFB会变小。当反馈信号VFB小于极轻载门坎VFB_S时，侦测信号VS为一逻辑高(logic-high)信号。其表示功率转换器的负载状态为极轻载。
[0064] 的后，负载比较器301比较反馈信号VFB及深度间歇省电截止门坎VFBR_S。当功率转换器的负载状态改变且反馈信号VFB大于深度间歇省电截止门坎VFBR_S，侦测信号VS为一逻辑低(1ogic-low)信号。其表示功率转换器的负载状态不是极轻载且可能是一重载。的后，负载比较器301重新比较反馈信号VFB与极轻载门坎VFB_S。
[0065] 第一比较器303具有一第一门坎VOZ_S及一第二门坎VOZR_S，并供应至第一比较器303的一正输入端。第一比较器303的一负输入端接收反馈信号VFB。第一门坎VOZ_S小于第二门坎VOZR_S且大于极轻载门坎VFB_S。举例来说，第一门坎VOZ_S为2V及第二门坎VOZR_S为3.4V。第二门坎VOZR_S小于深度间歇省电截止门坎VFBR_S。第一比较器303比较反馈信号VFB与第一门坎VOZ_S产生一输出信号而作为切换控制信号OZ。当反馈信号VFB小于第一门坎VOZ_S时，第一比较器303的输出信号为一逻辑高信号，以禁能切换信号VG(如图3所示)。
[0066] 的后，第一比较器303比较反馈信号VFB及第二门坎VOZR_S。当反馈信号VFB大于第二门坎VOZR_S时，第一比较器303的输出信号为一逻辑低信号，以致能切换信号VG。的后，第一比较器303重新比较反馈信号VFB与第一门坎VOZ_S。
[0067] 第一开关302耦接在第一比较器303与脉波宽度调整电路500(如图3所示)之间。第一开关302受控于侦测信号VS。当反馈信号VFB小于极轻载门坎VFB_S时，侦测信号VS导通第一开关302，以输出第一比较器303的输出信号至脉波宽度调整电路500，而作为切换控制信号OZ。当功率转换器的负载状态为极轻载时，脉波宽度调整电路500依据切换控制信号OZ执行深度间歇省电模式。在此同时，反馈信号VFB小于第一门坎VOZ_S，第一比较器303的输出信号为逻辑高信号。其表示当负载状态为极轻载且反馈信号VFB小于第一门坎VOZ_S时(如图6C所示)，切换控制信号OZ为逻辑高信号以禁能切换信号VG。换言的，当负载状态为极轻载且反馈信号VFB小于第一门坎VOZ_S时，切换控制信号OZ依据侦测信号VS而禁能切换信号VG。
[0068] 的后，当反馈信号VFB大于第二门坎VOZR_S时，第一比较器303的输出信号为逻辑低信号。因此，当负载状态为极轻载且反馈信号VFB大于第二门坎VOZR_S(如图6C所示)，切换控制信号OZ为逻辑低信号以致能切换信号VG，直至反馈信号VFB小于第一门坎VOZ_S。换言的，当负载状态为极轻载且反馈信号VFB大于第二门坎VOZR_S时，切换控制信号OZ依据侦测信号VS致能切换信号VG。
[0069] 如图6C所示，当负载状态为极轻载时，脉波宽度调整电路500依据切换控制信号OZ执行深度间歇省电模式，以于每一深度间歇省电周期T4仅只对切换信号切换一次。深度间歇省电周期T4是起始于反馈信号VFB大于第二门坎VOZR_S，且结束于反馈信号VFB再次大于第二门坎VOZR_S。深度间歇省电周期T4及深度间歇省电频率为固定，且可相同于间歇省电周期T2(如图1所示)及间歇省电频率。举例来说，深度间歇省电频率为22K赫兹(HZ)。由于本发明的脉波宽度调整电路500于每一深度间歇省电周期T4仅对切换信号VG切换一次，使得本发明的功率转换器能有效地降低能源消耗。图6C所示的T3是在深度间歇省电模式下的切换信号VG的导通时间。导通时间T3大于如图1所示的处于间歇省电模式下的切换信号VG的导通时间。
[0070] 由上述可知，负载侦测电路300具有第一门坎VOZ_S及第二门坎VOZR_S。当负载状态为极轻载且反馈信号VFB大于第二门坎VOZR_S时，脉波宽度调整电路500依据切换控制信号OZ而致能切换信号VG。当负载状态为极轻载且反馈信号VFB小于第一门坎VOZ_S时，脉波宽度调整电路500依据切换控制信号OZ而禁能切换信号VG。
[0071] 负载侦测电路300进一步包含一第二比较器306、一第二开关305及一反相器304。第二比较器306为磁滞比较器。第二比较器306具有一第三门坎VOZ及一第四门坎VOZR，且供应至第二比较器306的一正输入端。第二比较器306的一负输入端接收反馈信号VFB。第三门坎VOZ小于第四门坎VOZR且可等于第一门坎VOZ_S。举例来说，第三门坎VOZ为2V且第四门坎VOZR为
2.1V。第四门坎VOZR大于第一门坎VOZ_S且小于第二门坎VOZR_S。当反馈信号VFB大于极轻载门坎VFB_S时(负载状态不为极轻载)，第二比较器306比较反馈信号VFB与第三门坎VOZ而产生一输出信号，以作为切换控制信号OZ。
2.1V。第四门坎VOZR大于第一门坎VOZ_S且小于第二门坎VOZR_S。当反馈信号VFB大于极轻载门坎VFB_S时(负载状态不为极轻载)，第二比较器306比较反馈信号VFB与第三门坎VOZ而产生一输出信号，以作为切换控制信号OZ。
[0072] 当反馈信号VFB大于第三门坎VOZ时，第二比较器306的输出信号为一逻辑低信号，以致能切换信号VG。相反地，当反馈信号VFB小于第三门坎VOZ，第二比较器306的输出信号为一逻辑高信号，以禁能切换信号VG。其表示当反馈信号VFB大于极轻载门坎VFB_S且小于第三门坎VOZ时，负载状态为轻载。
[0073] 的后，第二比较器306比较反馈信号VFB与第四门坎VOZR。当反馈信号VFB大于第四门坎VOZR，第二比较器306的输出信号为逻辑低信号，以用于致能切换信号VG。的后，第二比较器306重新比较反馈信号VFB与第三门坎VOZ。
[0074] 第二开关305耦接在第二比较器306及脉波宽度调整电路500(如图2所示)之间。侦测信号VS经由反相器304而控制第二开关305。侦测信号VS耦接在反相器304的一输入端。反相器304的一输出端控制第二开关305。当反馈信号VFB大于极轻载门坎VFB_S时，侦测信号VS截止第一开关302，且导通第二开关305以输出第二比较器306的输出信号至脉波宽度调整电路500而作为切换控制信号OZ。在此同时，反馈信号VFB小于第三门坎VOZ时，第二比较器306的输出信号为逻辑高信号。其表示当负载状态为轻载时，切换控制信号OZ为逻辑高信号而禁能切换信号VG，其为脉波宽度调整电路500执行间歇省电模式。换言的，当负载状态不是极轻载且反馈信号VFB小于第三门坎VOZ时(负载状态为轻载)，切换控制信号OZ依据侦测信号VS禁能切换信号VG。
[0075] 的后，当反馈信号VFB大于第四门坎VOZR时，第二比较器306的输出信号为逻辑低信号。因此，当负载状态为轻载，且反馈信号VFB大于第四门坎VOZR时，切换控制信号OZ为逻辑低信号，以短时间致能切换信号VG，即切换信号VG为短时间导通，就如同一脉冲信号。此外，切换信号VG被持续地切换以产生多个脉冲信号。当负载状态不是极轻载且反馈信号VFB大于第四门坎VOZR时，切换控制信号OZ依据侦测信号VS而致能切换信号VG。
[0076] 图5是本发明的脉波宽度调整电路的一实施例的电路图。脉波宽度调整电路500包含反相器511、512、一比较器513及一正反器510。负载侦测电路300(如图3所示)所产生的切换控制信号OZ耦接至反相器511的一输入端。反相器511的一输出端耦接至正反器510的一输入端D。切换控制信号OZ用于控制切换信号VG。切换信号VG被产生在正反器510的一输出端Q。频率调整电路400(如图3所示)所产生的振荡信号PLS耦接至反相器512的一输入端。反相器512的一输出端耦接至正反器510的一频率输入端CK。振荡信号PLS控制切换信号VG的频率。
[0077] 比较器513的一正输入端接收电流信号VCS。比较器513的一负输入端接收反馈信号VFB。比较器513的一输出端耦接至正反器510的一重置输入端R。比较器513比较反馈信号VFB与电流信号VCS，而重置正反器510以重置切换信号VG。
[0078] 图6A与6B是本发明的频率(fs)-反馈信号(VFB)曲线图。fS1是切换信号VG的一最大切换频率。fS2是切换信号VG的一最小切换频率。如图6A所示，当反馈信号VFB大于一门坎VFB_N，切换信号VG的频率被限制在最大切换频率fS1。再者，当反馈信号VFB小于门坎VFB_N，切换信号VG的频率会依据反馈信号VFB的降低而减少。换言的，切换信号VG的频率依据功率转换器的负载的降低而减少。然而，当反馈信号VFB小于一参考门坎VFB_G时，切换信号VG的频率会保持在最小切换频率fS2。
[0079] 参阅图6B，极轻载门坎VFB_S小于第一门坎VOZ_S，第一门坎VOZ_S小于第二门坎VOZR_S，而第二门坎VOZR_S小于深度间歇省电截止门坎VFBR_S。参阅图6A，第三门坎VOZ小于第四门坎VOZR且可相等于第一门坎VOZ_S(如图6B所示)。当反馈信号VFB小于极轻载门坎VFB_S时，负载侦测电路300(如图4所示)输出第一比较器303的输出信号，以作为切换控制信号OZ。脉波宽度调整电路500依据切换控制信号OZ执行深度间歇省电模式。
[0080] 参阅图6C，当反馈信号VFB小于第一门坎VOZ_S时，负载侦测电路300(如图4所示)禁能脉波宽度调整电路500(如图3所示)所产生的切换信号VG。的后，一旦反馈信号VFB大于第二门坎VOZR_S，负载侦测电路300致能切换信号VG。脉波宽度调整电路500于每一深度间歇省电周期T4仅对切换信号切换一次。因此，当功率转换器的负载状态为极轻载时，功率转换器(如图2所示)的功率变压器10被切换的次数会减少，使得切换损失会降低且能源消耗也随的降低。
[0081] 在此同时，负载侦测电路300输出侦测信号VS至频率调整电路400(如图3所示)。频率调整电路400依据侦测信号VS产生振荡信号PLS，而用以控制切换信号VG的频率。当功率转换器的负载状态为极轻载时，切换信号VG的频率被调整至最小切换频率fs2。一旦反馈信号VFB大于深度间歇省电截止门坎VFBR_S，脉波宽度调整电路500停止执行深度间歇省电模式。
[0082] 此外，当反馈信号VFB大于极轻载门坎VFB_S且小于第三门坎VOZ时(功率转换器的负载状态为轻载)，负载侦测电路300(如图4所示)输出第二比较器306的输出信号，以作为切换控制信号OZ。脉波宽度调整电路500依据切换控制信号OZ执行间歇省电模式。当反馈信号VFB小于第三门坎VOZ时，脉波宽度调整电路500禁能切换信号VG。之后，一旦反馈信号VFB大于第四门坎VOZR，脉波宽度调整电路500致能切换信号VG。当功率转换器的负载状态为轻载时，切换信号VG的频率被调整至最小切换频率fs2。
[0083] 图7是本发明的频率调整电路的一实施例的电路图。频率调整电路400包含一电压对电流转换器、复数个电流镜、一充电电流源423、一放电电流源427、一电容CT及一振荡电路。电压对电流转换器包含一比较器411、一电阻412、一比较器413及一晶体管M1。
[0084] 电压对电流转换器接收反馈信号VFB，以产生一参考电流I2。比较器413的一正输入端接收反馈信号VFB。比较器413的一负输入端耦接至晶体管M1的一源极及电阻412的一端。电阻412的另一端耦接至比较器411的一输出端及比较器411的一负输入端。比较器413的一输出端耦接至晶体管M1的一栅极而控制晶体管M1。比较器411的一正输入端接收参考门坎VFB_G。比较器411的负输入端耦接至比较器411的输出端。电压对电流转换器依据反馈信号VFB与参考门坎VFB_G之间的差异而产生参考电流I2。
[0085] 一第一电流镜包含晶体管M2及M3。晶体管M2及M3的源极耦接至一电流源415。电流源415耦接至一供应电压VCC。晶体管M2及M3的栅极与晶体管M2及M1的漏极耦接在一起。第一电流镜依据参考电流I2产生一电流I3在晶体管M3的一漏极。电流I3关联于参考电流I2。一第二电流镜包含晶体管M4及M5。晶体管M4及M5的源极耦接至接地端。晶体管M4及M5的栅极与晶体管M4及M3的漏极耦接在一起。第二电流镜依据电流I3产生一电流I7在晶体管M5的一漏极。
[0086] 一第三电流镜包含晶体管M4及M6。晶体管M6的一源极耦接在接地端。晶体管M6的一栅极耦接在晶体管M4及M5的栅极及晶体管M4及M3的漏极。第三电流镜依据电流I3产生一第一放电电流I6在晶体管M6的一漏极。放电电流源427并联于晶体管M6。放电电流源427提供一第二放电电流I427，第二放电电流I427耦接于第一放电电流I6。
[0087] 一第四电流镜包含晶体管M7及M8。晶体管M7及M8的源极耦接于供应电压VCC。晶体管M7及M8的栅极与晶体管M7及M5的漏极耦接在一起。第四电流镜依据电流I7产生一第一充电电流I8在晶体管M8的一漏极。充电电流源423耦接在供应电压VCC及晶体管M8的漏极之间。充电电流源423提供一第二充电电流I423，第二充电电流I423耦接第一充电电流I8。
[0088] 第一充电电流I8及第二充电电流I423经由一晶体管424充电电容CT。第一放电电流I6及第二放电电流I427经由一晶体管425对电容CT放电。因此，一锯齿信号VSAW产生在电容CT。晶体管424的一源极耦接在充电电流源423及晶体管M8的漏极，以传送第二充电电流I423及第一充电电流I8。晶体管424的一漏极耦接至电容CT的一端。电容CT的另一端耦接至接地端。
振荡信号PLS耦接至晶体管424的一栅极，以控制晶体管424而对电容CT进行充电。晶体管
425的一源极耦接至放电电流源427及晶体管M6的漏极。晶体管425的一漏极耦接至电容CT。
振荡信号PLS耦接至晶体管425的一栅极，以控制晶体管425而对电容CT进行放电。
振荡信号PLS耦接至晶体管424的一栅极，以控制晶体管424而对电容CT进行充电。晶体管
425的一源极耦接至放电电流源427及晶体管M6的漏极。晶体管425的一漏极耦接至电容CT。
振荡信号PLS耦接至晶体管425的一栅极，以控制晶体管425而对电容CT进行放电。
[0089] 振荡电路依据锯齿信号VSAW产生振荡信号PLS。振荡电路包含比较器431及432、与非门433及434及一反相器435。锯齿信号VSAW耦接于比较器431的一负输入端及比较器432的一正输入端以产生振荡信号PLS。一门坎VH供应于比较器431的一正输入端。一门坎VL供应于比较器432的一负输入端。比较器431的一输出端耦接于与非门433的一输入端。比较器432的一输出端耦接于与非门434的一输入端。与非门434的另一输入端耦接在与非门433的一输出端。与非门434的一输出端耦接在与非门433的另一输入端。与非门434的输出端进一步地耦接于反相器435的一输入端。反相器435的一输出端产生振荡信号PLS。
[0090] 第一充电电流I8、第二充电电流I423、第一放电电流I6及第二放电电流I427决定锯齿信号VSAW的斜率，以决定振荡信号PLS的频率，进而决定切换信号VG的频率。第二充电电流I423及第二放电电流I427决定最小切换频率fs2(如图6B所示)。电流源415决定最大切换频率fs1(如图6A所示)。
[0091] 此外，一晶体管M9耦接在电流I3及接地端之间。晶体管M9的一漏极耦接在晶体管M3及M4的漏极。晶体管M9的一源极耦接在接地端。侦测信号VS耦接在晶体管M9的一栅极以控制晶体管M9。一旦功率转换器的负载状态为极轻载，侦测信号VS导通晶体管M9。因此，电流I3流经接地端，且电流I7、第一放电电流I6及第一充电电流I8会被禁能。因此，当负载状态为极轻载时，振荡信号PLS的频率会降低且保持在最小切换频率fs2(如图6B所示)。切换信号VG的频率也保持在最小切换频率fs2。
[0092] 此外，一旦反馈信号VFB大于极轻载门坎VFB_S(负载状态不是极轻载)及参考门坎VFB_G(如图6A所示)，侦测信号VS截止晶体管M9，且第一放电电流I6及第一充电电流I8依据反馈信号VFB的改变而被调整。因此，当反馈信号VFB大于参考门坎VFB_G且小于门坎VFB_N时(如图6A所示)，切换信号VG的频率依据反馈信号VFB的减少或增加而降低或增加。换言的，切换信号VG的频率依据功率转换器的负载的降低或增加而降低或增加。
[0093] 再者，当反馈信号VFB等于参考门坎VFB_G或小于参考门坎VFB_G时，振荡信号PLS的频率保持在最小切换频率fs2。切换信号VG的频率也保持在最小切换频率fs2。
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