技术领域
[0001] 本
发明涉及具备旋转
电机和连接于该旋转电机与直流电源之间的逆变器的驱动装置。
背景技术
[0002] 作为上述那样的驱动装置，已知有日本特开2007－166803号
公报(
专利文献1)所记载的装置。在这种装置中，为了进行旋转电机[电动发电机MG1、MG2]的驱动控制，而需要安装用于检测向各相的
定子线圈流动的
电流的电流
传感器。以往，作为驱动装置所使用的电流传感器，也如专利文献1所示那样普遍为使用了霍尔元件的传感器。使用了霍尔元件的传感器具有比较稳定的
温度特性，并且能够高
精度地检测电流，所以为了在容易形成高温环境的驱动装置中也能够进行旋转电机的高精度的驱动控制而被频繁使用。但是，因为使用了霍尔元件的传感器普遍高价，所以成为成本增高的重要因素。
[0003] 另一方面，也已知有例如在
空调机等电气产品中，利用设置于逆变器
电路的分流
电阻来检测向旋转电机的各相的定子线圈流动的电流的技术(专利文献2～4)。因为分流电阻廉价，所以与构成为利用使用了霍尔元件的传感器进行电流检测的情况相比，能够降低产品成本。
[0004] 但是，分流电阻与使用了霍尔元件的传感器相比，电流检测精度差，另外，容易受到
环境温度的影响。因此，在单纯地为了产品成本降低的目的而使用分流电阻的情况下，对于旋转电机(例如专利文献1中的电动发电机MG1、MG2)的驱动控制而言，存在无法确保所希望的精度的可能性。特别是如果考虑到驱动装置的设置环境与一般的电气产品的设置环境相比容易成为相当的高温，则在使用分流电阻的情况下，旋转电机的控制精度容易恶化。因此，在将用于电流检测的分流电阻应用于驱动装置的情况下，需要充分地研究其应用方式。
[0005] 专利文献1：日本特开2007－166803号公报
[0006] 专利文献2：日本特开2011－125130号公报
[0007] 专利文献3：日本特开2005－151790号公报
[0008] 专利文献4：日本特开2005－192358号公报
发明内容
[0009] 鉴于上述，在具备旋转电机和逆变器的驱动装置中，期望将对旋转电机的控制精度造成的影响抑制得较小，并且降低产品成本。
[0010] 本发明的驱动装置具备：
车轮驱动用旋转电机，该车轮驱动用旋转电机与车轮驱动连结；第一逆变器，该第一逆变器与直流电源和上述车轮驱动用旋转电机连接并进行直流与交流之间的转换；交流旋转电机，该交流旋转电机与独立于上述车轮而设置的旋转体驱动连结，并且在该交流旋转电机中流动多相的电流；以及第二逆变器，该第二逆变器具有与多相的各个对应的各相用第二
开关元件单元，与直流电源和上述交流旋转电机连接并进行直流与交流之间的转换，该驱动装置的特征构成在于，
[0011] 该驱动装置具备检测向上述车轮驱动用旋转电机流动的电流的电流传感器，并且，
[0012] 该驱动装置在上述直流电源与上述各相用第二开关元件单元之间，具备检测向多个上述各相用第二开关元件单元的各个流动的电流的分流电阻，
[0013] 相对于上述第一逆变器的控制周期的上述电流传感器的能够检测电流期间的比例比相对于上述第二逆变器的控制周期的上述分流电阻的能够检测电流期间的比例高。
[0014] 在本
申请中，所谓“驱动连结”是指2个旋转构件以能够传递驱动
力(与转矩同义)的方式连结的状态。在该概念中包括2个旋转构件以一体旋转的方式连结的状态、以能够经由一个以上的传动部件传递驱动力的方式连结的状态。在这样的传动部件中包括将旋转同速或者变速后传递的各种部件(轴、
齿轮机构、传动带等)，也可以包括选择性地传递旋转以及驱动力的接合装置(摩擦接合装置、
啮合式接合装置等)。
[0015] 另外，“交流旋转电机”表示利用交流电力驱动的旋转电机。这里，“旋转电机”被用作包括
马达(
电动机)、发电机(generator)以及根据需要发挥马达以及发电机这双方功能的电动发电机中的任意一种的概念。
[0016] 另外，所谓“独立于车轮”是指驱动力的传递路径独立于车轮，不传递车轮的旋转驱动力。
[0017] 根据该特征构成，利用分流电阻检测向第二逆变器所具备的各相用第二开关元件单元的各个流动的电流，所以与利用使用了霍尔元件的传感器进行电流检测的情况相比，能够降低产品成本。由该第二逆变器控制的交流旋转电机与独立于车轮而设置的旋转体(例如油
泵、
水泵、空调的
压缩机等的
转子)驱动连结。因此，交流旋转电机和与车轮驱动连结的车轮驱动用旋转电机相比，所要求的控制精度并不那么高的情况较多。因此，能够将为了进行电流检测而使用分流电阻所带来的对交流旋转电机的控制精度的影响相对地抑制得较小。另外，即使相对于第二逆变器的控制周期的分流电阻的能够检测电流期间的比例比较低，也不太有问题的情况较多。另一方面，对于车轮驱动用旋转电机而言，也影响车辆的行驶特性，所以要求较高的控制精度的情况较多。因此，为了检测向车轮驱动用旋转电机流动的电流，而使用相对于第一逆变器的控制周期的能够检测电流期间的比例比相对于第二逆变器的控制周期的分流电阻的能够检测电流期间的比例高的电流传感器，由此能够较高地维持车轮驱动用旋转电机的控制精度。因此，综合来看，能够将对车轮驱动用旋转电机以及交流旋转电机的控制精度造成的影响抑制得较小，并且能够降低产品成本。
[0018] 以下，对本发明的优选的方式进行说明。
[0019] 作为一个方式，优选上述车轮驱动用旋转电机被构成为在该车轮驱动用旋转电机中流动多相的电流，并且，上述第一逆变器具有与多相的各个对应的各相用第一开关元件单元，上述电流传感器被设置于将上述各相用第一开关元件单元与上述车轮驱动用旋转电机的对应相的定子线圈连接的布线部件的任意一个
位置。
[0020] 根据该构成，在各相用第一开关元件单元与车轮驱动用旋转电机的定子线圈之间，能够不受能够检测电流时期的限制地检测向车轮驱动用旋转电机流动的各相的电流。因此，能够较高地维持车轮驱动用旋转电机的控制精度。
[0021] 作为一个方式，优选上述电流传感器是使用了霍尔元件的传感器。
[0022] 根据该构成，使用具备具有比较稳定的温度特性并且能够高精度地检测电流的霍尔元件的传感器，即使在容易形成高温环境的驱动装置中，也能够较高地维持车轮驱动用旋转电机的控制精度。
[0023] 作为一个方式，优选上述驱动装置还具备驱动传递装置，该驱动传递装置接受油压的供给而动作，控制从上述车轮的驱动力源向上述车轮的驱动力的传递状态，上述旋转体是排出供给至上述驱动传递装置的油的
电动泵的转子。
[0024] 根据该构成，能够将由电动泵排出的油供给至驱动传递装置，来适当地控制从驱动力源向车轮的驱动力的传递状态。通过一边利用分流电阻检测向交流旋转电机流动的电流一边对与交流旋转电机驱动连结的电动泵的转子进行驱动控制，能够比较高精度地控制驱动传递装置的状态。通过将电动泵的转子驱动用的交流旋转电机作为对象并用逆变器对其进行控制，从而能够进行驱动传递装置的状态的比较高精度的控制，并且能够构成为使用廉价的分流电阻来进行电流检测从而抑制产品成本。
[0025] 作为一个方式，优选上述交流旋转电机被构成为在该交流旋转电机中流动N(N是2以上的自然数)相的电流，上述直流电源的正极与上述各相用第二开关元件单元经由N个上述各相用第二开关元件单元共用的共用正极线、和从上述共用正极线分支并与上述各相用第二开关元件单元的各个连接的N根分支正极线而连接，上述直流电源的负极与上述各相用第二开关元件单元经由N个上述各相用第二开关元件单元共用的共用负极线、和从上述共用负极线分支并与上述各相用第二开关元件单元的各个连接的N根分支负极线而连接，在N根或者(N－1)根的上述分支负极线的各个设置有上述分流电阻。
[0026] 根据该构成，通常，能够利用直流电源的负极侧与地线连接这一情况，来将地线电位作为基准电位利用。因此，与例如在分支正极线设置分流电阻的构成不同，能够省略用于基准电位的生成的电路的设置，能够实现装置的小型化。另外，使用N个分流电阻，或者使用(N－1)个分流电阻并且利用各相的电流的瞬时值的和为零的情况，能够适当地检测向交流旋转电机的各相流动的电流。
[0027] 另外，在使用分流电阻检测向交流旋转电机的各相流动的电流的情况下，需要进行零点的偏移修正。这种偏移修正在使用环境的温度变化比较小的例如电气产品等中，通常仅在装置的起动时进行。但是，在考虑了对驱动装置的应用的情况下，环境温度的变动大，所以仅在装置起动时进行偏移修正，电流检测精度有可能降低。
[0028] 鉴于该点，作为一个方式，优选上述驱动装置还具备对上述第二逆变器进行驱动控制的逆变器控制装置，上述各相用第二开关元件单元具备被设置在比与上述交流旋转电机的连接部更靠上述直流电源的正极侧的上段开关元件、以及被设置在比上述连接部更靠上述直流电源的负极侧的下段开关元件，上述分流电阻被设置成检测向上述各相用第二开关元件单元的各个的上述下段开关元件流动的电流，对于上述逆变器控制装置而言，通过独立地对上述各相用第二开关元件单元的上述上段开关元件和上述下段开关元件进行开关控制，来对上述交流旋转电机进行PWM控制，进行基于多个上述各相用第二开关元件单元的所有的上述下段开关元件为接通状态的下段全接通期间的上述分流电阻的两端的电位差来检测在上述交流旋转电机中流动的各相的电流的电流检测处理，基于多个上述各相用第二开关元件单元的所有的上述下段开关元件为断开状态的下段全断开期间的上述分流电阻的两端的电位差，来决定上述电流检测处理中的零点的偏移修正量。
[0029] 根据该构成，能够利用在各相用的下段开关元件全部为接通状态的下段全接通期间，各相的电流在各个相的下段开关元件中流动这一情况，来同时检测各相的电流。另一方面，在各相用的下段开关元件全部为断开状态的下段全断开期间，各相的电流在各个相的上段开关元件中流动，理论上不在下段开关元件中流动。因此，能够通过利用在本来电流值应为零的下段全断开期间由各分流电阻检测到的电流，来适当地决定电流检测处理中的零点的偏移修正量。而且，通过在交流旋转电机的驱动控制中反复出现的下段全断开期间决定偏移修正量，能够反复进行偏移修正，能够应对环境温度的变动。因此，能够提高电流检测处理中的检测精度。
[0030] 作为一个方式，优选上述逆变器控制装置针对上述分流电阻的各个，按分割上述交流旋转电机的一周期电
角度而规定的多个分割期间的每一个，独立地决定上述偏移修正量。
[0031] 根据本发明者们的研究，明确了在下段全断开期间由各分流电阻检测到的电流的大小不相同，与在交流旋转电机中流动的各相的电流的大小相关。根据该构成，按多个分割期间的每一个独立地决定偏移修正量，所以能够根据在交流旋转电机中流动的各相的电流的大小来决定适当的偏移修正量。因此，能够进一步提高电流检测处理中的检测精度。
[0032] 在采用如上述那样在下段全接通期间同时检测各相的电流的构成的情况下，为了保证电流检测处理的正确性，优选确保规定时间以上的下段全接通期间。因此，也考虑例如将PWM控制中的载波
频率预先设定为能够确保规定时间以上的下段全接通期间的频率。但是，若使
载波频率一律降低，则存在交流旋转电机的控制性降低的可能性，通过与可听范围的关系根据情况也存在产生噪声的可能性。因此，优选被构成为能够抑制这些问题的产生，并且能够确保规定时间以上的下段全接通期间。
[0033] 鉴于该点，作为一个方式，优选上述驱动装置还具备对上述第二逆变器进行驱动控制的逆变器控制装置，上述各相用第二开关元件单元具备被设置在比与上述交流旋转电机的连接部更靠上述直流电源的正极侧的上段开关元件、以及被设置在比上述连接部更靠上述直流电源的负极侧的下段开关元件，上述分流电阻被设置成检测向上述各相用第二开关元件单元的各个的上述下段开关元件流动的电流，对于上述逆变器控制装置而言，通过独立地对上述各相用第二开关元件单元的上述上段开关元件和上述下段开关元件进行开关控制，来对上述交流旋转电机进行PWM控制，进行基于多个上述各相用第二开关元件单元的所有的上述下段开关元件为接通状态的下段全接通期间的上述分流电阻的两端的电位差来检测在上述交流旋转电机中流动的各相的电流的电流检测处理，在上述下段全接通期间比预先决定的基准时间短的情况下，使上述PWM控制中的载波频率降低。
[0034] 根据该构成，能够利用在各相用的下段开关元件全部为接通状态的下段全接通期间，各相的电流在各个相的下段开关元件中流动这一情况，来同时检测各相的电流。此时，在下段全接通期间比规定时间短的情况下，存在电流检测处理的正确性被损坏的可能性。因此，使PWM控制中的载波频率能够动态地变更，从而在下段全接通期间比预先决定的基准时间短的情况下，使载波频率降低。由此，能够在将占空比保持恒定的状态下，延长各相的下段开关元件的接通状态的持续时间。其结果是，能够延长下段全接通期间，容易保证电流检测处理的正确性。
[0035] 作为一个方式，优选上述逆变器控制装置被构成为能够连续地或者阶段性地变更上述载波频率，在上述下段全接通期间比上述基准时间短的情况下，使上述载波频率降低至能够变更的上述载波频率中的上述下段全接通期间为上述基准时间以上的最大的频率。
[0036] 根据该构成，能够使下段全接通期间为基准时间以上，能够保证电流检测处理的正确性。另外，在该构成中，因为能够将载波频率的降低幅度抑制得极小，所以能够抑制交流旋转电机的控制性的降低、噪声的产生等。
[0037] 另外，作为一个方式，优选上述驱动装置还具备对上述第二逆变器进行驱动控制的逆变器控制装置，上述各相用第二开关元件单元具备被设置在比与上述交流旋转电机的连接部更靠上述直流电源的正极侧的上段开关元件、以及被设置在比上述连接部更靠上述直流电源的负极侧的下段开关元件，上述分流电阻被设置成检测向上述各相用第二开关元件单元的各个的上述下段开关元件流动的电流，对于上述逆变器控制装置而言，通过基于多相的交流
电压的指令亦即交流电压指令，独立地对上述各相用第二开关元件单元的上述上段开关元件和上述下段开关元件进行开关控制，来对上述交流旋转电机进行PWM控制，进行基于多个上述各相用第二开关元件单元的所有的上述下段开关元件为接通状态的下段全接通期间的上述分流电阻的两端的电位差来检测在上述交流旋转电机中流动的各相的电流的电流检测处理，在上述下段全接通期间比预先决定的基准时间短的情况下，使表示相对于上述第二逆变器的直流侧的电压的上述交流电压指令的有效值的比率的调制率降低。
[0038] 根据该构成，能够利用在各相用的下段开关元件全部为接通状态的下段全接通期间，各相的电流在各个相的下段开关元件中流动这一情况，来同时检测各相的电流。此时，在下段全接通期间比规定时间短的情况下，存在电流检测处理的正确性被损坏的可能性。因此，在下段全接通期间比预先决定的基准时间短的情况下，使第二逆变器的直流侧的电压或者交流电压指令变化，从而使调制率降低。由此，能够延长各相的下段开关元件的接通状态的持续时间。其结果是，能够延长下段全接通期间，容易保证电流检测处理的正确性。
[0039] 作为一个方式，优选上述逆变器控制装置被构成为通过电流矢量控制来控制上述交流旋转电机，并且通过进行
磁场削弱控制来使上述调制率降低，在上述磁场削弱控制中，调整上述交流电压指令，以使得由上述交流旋转电机的定子线圈生成的磁场向削弱转子的励磁磁通量的方向变化。
[0040] 根据该构成，通过进行磁场削弱控制，将用于使交流旋转电机产生所需要的转矩的交流电压指令以及其有效值抑制得较小，由此能够使调制率有效地降低。另外，能够使调制率降低从而延长下段全接通期间，并且能够确保交流旋转电机所需要的输出转矩。
附图说明
[0041] 图1是表示驱动装置的概略结构的示意图。
[0042] 图2是驱动装置的分解立体图。
[0043] 图3是逆变器装置的电路图。
[0045] 图5是表示控制
信号的一个例子的示意图。
[0046] 图6是表示有效矢量期间的电流的流动的一个例子的示意图。
[0047] 图7是表示下段全接通期间的电流的流动的示意图。
[0048] 图8是表示下段全断开期间的电流的流动的示意图。
[0049] 图9是表示向定子线圈流动的实际电流的检测方法的
波形图。
[0050] 图10是表示与载波频率对应的下段全接通期间的调整方法的示意图。
[0051] 图11是表示基于磁场削弱控制的电流指令值的变化的图。
具体实施方式
[0052] 参照附图对本发明的驱动装置的实施方式进行说明。本实施方式的驱动装置1是用于驱动具备
内燃机E以及旋转电机MG双方作为车轮W的驱动力源的车辆(混合动力车辆)的车辆用驱动装置(混合动力车辆用驱动装置)。具体而言，驱动装置1被构成为单马达并联方式的混合动力车辆用的驱动装置。
[0053] 1.驱动装置的概略结构
[0054] 如图1所示，驱动装置1具备作为与内燃机E驱动连结的输入部件的
输入轴I、作为与车轮W驱动连结的输出部件的
输出轴O、旋转电机MG以及变速装置TM。另外，在本实施方式中，驱动装置1具备接合装置CL、齿轮机构G以及差动齿轮装置DF。接合装置CL、旋转电机MG、变速装置TM、齿轮机构G以及差动齿轮装置DF被设置于连结输入轴I和输出轴O的动力传递路径上。接合装置CL、旋转电机MG、变速装置TM、齿轮机构G以及差动齿轮装置DF从输入轴I侧起按记载的顺序设置。另外，这些部件被收纳于壳体(驱动装置壳体)2内。另外，在本实施方式中，内燃机E和驱动装置1被配置于设置于车辆的驱动力源室(在本例中，
发动机室)Q。
[0055] 输入轴I、旋转电机MG以及变速装置TM被同轴状地配置。在本实施方式中，将与输入轴I、旋转电机MG以及变速装置TM共用的旋
转轴心平行的方向定义为“轴方向”。输入轴I、旋转电机MG以及变速装置TM沿着轴方向从内燃机E侧起按记载的顺序配置。齿轮机构G以及差动齿轮装置DF按照分别与轴方向平行并且以与输入轴I等的
旋转轴心不同的轴作为旋转轴心的方式配置。这种多轴结构(本例中为三轴结构)的驱动装置1适合作为安装于例如FF(Front Engine Front Drive：前置发动机
前轮驱动)车辆的情况下的结构。
[0056] 如图1所示，输入轴(驱动装置输入轴)I与内燃机E驱动连结。内燃机E是通过发动机内部中的
燃料的燃烧被驱动而取出动力的
原动机(
汽油发动机、
柴油发动机等)。在本实施方式中，输入轴I与内燃机E的输出轴(
曲轴等)驱动连结。
[0057] 接合装置CL被设置于连结输入轴I和旋转电机MG的动力传递路径上。接合装置CL选择性地驱动连结输入轴I(内燃机E)和旋转电机MG。该接合装置CL作为将内燃机E与车轮W分离的内燃机分离用接合装置发挥作用。接合装置CL被构成为油压驱动式的摩擦接合装置。
[0058] 旋转电机MG具有固定于壳体2的定子St和以旋转自如的方式支承于该定子St的径向内侧的转子Ro。旋转电机MG能够发挥作为接受电力的供给而产生动力的马达(电动机)的功能和作为接受动力的供给而产生电力的发电机(generator)的功能。旋转电机MG经由第一逆变器30与蓄电装置B(
电池、电容器等)电连接。旋转电机MG从蓄电装置B接受电力的供给来进行牵引，或者将利用内燃机E的转矩、车辆的
惯性力发出的电力供给至蓄电装置B来使其蓄电。旋转电机MG作为输出传递到车轮W的驱动力的“车轮驱动用旋转电机”发挥作用。旋转电机MG的转子Ro以与中间轴M一体旋转的方式驱动连结。中间轴M为变速装置TM的输入轴(变速输入轴)。
[0059] 在本实施方式中，变速装置TM是具备多个齿轮机构和多个变速用接合装置且能够切换变速比不同的多个变速档的自动有级变速装置。此外，作为变速装置TM，也可以使用能够无阶段地变更变速比的自动无级变速装置、以能够切换的方式具备变速比不同的多个变速档的手动式有级变速装置、具备固定变速比的单一变速档的恒变速装置等。变速装置TM根据各时刻中的变速比对输入至中间轴M的旋转以及转矩进行变速并且进行转矩转换，并传递至该变速装置TM的变速输出齿轮Go。
[0060] 变速输出齿轮Go与齿轮机构(反转齿轮机构)C驱动连结。齿轮机构G具有分别形成于共用的轴部件的第一齿轮G1和第二齿轮G2。第一齿轮G1与变速装置TM的变速输出齿轮Go啮合。第二齿轮G2与差动齿轮装置DF的差动输入齿轮Gi啮合。
[0061] 差动齿轮装置(输出用差动齿轮装置)DF经由输出轴O与车轮W驱动连结。差动齿轮装置DF具有差动输入齿轮Gi和与该差动输入齿轮Gi连结的差动主体部(差动齿轮装置DF的主体部)。差动齿轮装置DF将输入至差动输入齿轮Gi的旋转以及转矩通过差动主体部分配并传递到左右2个输出轴O(即，左右2个车轮W)。由此，驱动装置1能够使内燃机E以及旋转电机MG的至少一方的转矩传递到车轮W而使车辆行驶。
[0062] 驱动装置1具备与中间轴M驱动连结的机械式泵(未图示)。机械式泵在作为驱动力源的内燃机E以及旋转电机MG的至少一方正在旋转的状态下，利用它们的转矩排出油。另外，在本实施方式中，驱动装置1具备由独立于车轮W而设置的泵用马达PM驱动的电动泵EP。即，泵用马达PM与独立于车轮W设置的电动泵EP的转子驱动连结。在本实施方式中，泵用马达PM相当于本发明中的“交流旋转电机”。另外，电动泵EP的转子相当于本发明中的“旋转体”。泵用马达PM经由第二逆变器40与蓄电装置B电连接。
[0063] 在本实施方式中，由第一逆变器30控制的旋转电机MG和由第二逆变器40控制的泵用马达PM将共用的蓄电装置B作为电源而被驱动。此外，蓄电装置B使用了比作为设置于车辆的例如空调的压缩机、音响设备等辅助设备的电源的辅助设
备用电池(例如，12～24[V])高电压的电源装置(例如，100～400[V])。
[0064] 电动泵EP在泵用马达PM正在旋转的状态下利用其转矩排出油。从机械式泵以及电动泵EP的至少一方排出的油使供给至变速装置TM的油压伺服机构(未图示)的油压产生，用于变速装置TM所具备的变速用接合装置的接合的状态的控制。变速装置TM接受油压的供给来动作，控制从作为驱动力源的内燃机E以及旋转电机MG的至少一方向车轮W的驱动力的传递状态。在本实施方式中，变速装置TM相当于本发明中的“驱动传递装置”。
[0065] 另外，从机械式泵以及电动泵EP的至少一方排出的油也用于旋转电机MG的冷却、各部位的润滑等。此外，在本实施方式中，通过具备电动泵EP，从而即使在内燃机E的停止状态下，也能够向变速用接合装置供给油而形成其接合状态，能够适当地使车辆起动。本实施方式的驱动装置1能够适当地应用于具有
怠速停止功能的混合动力车辆用的驱动装置。
[0066] 如图2所示，壳体2具有沿着变速装置TM、齿轮机构G以及差动齿轮装置DF的外形而形成为异形筒状的外周壁21、和以从该外周壁21朝向外侧突出的方式对置配置的一对突出壁22。由外周壁21和一对突出壁22划分出的空间为逆变器收纳室P。在该逆变器收纳室P收纳有构成逆变器装置3的第一逆变器30以及第二逆变器40。这样，第一逆变器30以及第二逆变器40一体地固定于壳体2(外周壁21)。
[0067] 即，第一逆变器30以及第二逆变器40不经由收纳它们的逆变器壳体，而直接固定于壳体2从而一体化。换句话说，在本实施方式的驱动装置1中，采用了无逆变器壳体构造。在这种无逆变器壳体构造中，当然不需要准备专用的逆变器壳体，也不需要准备用于将该逆变器壳体固定于壳体2的固定座。因此，能够通过部件个数的减少来实现低成本化。另外，也能够实现装置整体的小型化。
[0068] 此外，如图2所示，在本实施方式中，壳体2具有连接一对突出壁22彼此的柱状或者板状的梁部23。另外，壳体2具有从外周壁21朝向梁部23延伸的厚板状的隔离壁(未图示)。逆变器收纳室P通过隔离壁分成第一收纳部P1和第二收纳部P2。在第一收纳部P1收纳有第一逆变器30以及第二逆变器40。在第二收纳部P2收纳有构成逆变器装置3的电容器C。在该状态下，第一收纳部P1被第一罩26
覆盖，第二收纳部P2被第二罩27覆盖。第一逆变器30以及第二逆变器40与驱动装置1的壳体2一起被配置于驱动力源室Q(参照图1)。
[0069] 2.逆变器装置的概略结构
[0070] 逆变器装置3进行直流电力和交流电力的转换。逆变器装置3具备连接于蓄电装置B与旋转电机MG之间并进行直流与交流之间的电力转换的第一逆变器30、以及连接于蓄电装置B与泵用马达PM之间并进行直流与交流之间的电力转换的第二逆变器40。在本实施方式中，在第一逆变器30和第二逆变器40，共用蓄电装置B，并且也共用用于直流电力的平滑化(直流电力的变动的抑制)的电容器C。另外，旋转电机MG以及泵用马达PM均被构成为多相交流驱动式(本例中为3相交流驱动式)的旋转电机，被构成为分别流动3相(U相、V相、W相)的电流。
[0071] 如图3所示，在作为直流电源的蓄电装置B的正极Bp侧与负极Bn侧(例如地线侧)之间，经由一对的共用正极线Lp0以及共用负极线Ln0连接有电容器C。另外，在共用正极线Lp0与共用负极线Ln0之间，构成第一逆变器30的各相用开关元件单元31相互并联连接。即，在从共用正极线Lp0分支的3根分支正极线Lp1～Lp3与从共用负极线Ln0分支的3根分支负极线Ln1～Ln3之间，分别连接有开关元件单元31。在本实施方式中，开关元件单元31相当于本发明中的“第一开关元件单元”，各开关元件单元31与旋转电机MG(定子St)的定子线圈的3相(U相、V相、W相)的各个对应。
[0072] 各开关元件单元31具有被设置在比与旋转电机MG的连接部更靠蓄电装置B的正极Bp侧的上段侧的开关元件32、以及被设置在比上述连接部更靠蓄电装置B的负极Bn侧的下段侧的开关元件32。即，第一逆变器30具有分别与共用正极线Lp0连接的上段开关元件32a～32c和分别与共用负极线Ln0连接的下段开关元件32d～32f。此外，也可以代替图3的例子中的各开关元件32而使用并联连接的2个一组的开关元件32。另外，在本例中，作为开关元件32，使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：
绝缘栅双极晶体管)，但也可以使用MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属
氧化物
半导体场效应晶体管)等。
[0073] 各相的上段开关元件32a、32b、32c的集
电极经由共用正极线Lp0与蓄电装置B的正极Bp侧连接。各相的上段开关元件32a、32b、32c的发射极分别与下段开关元件32d、32e、32f的集电极连接。各相的下段开关元件32d、32e、32f的发射极经由共用负极线Ln0与蓄电装置B的负极Bn侧连接。在各开关元件32的发射极－集电极间并联连接有整流元件33。作为整流元件33使用了
二极管(Diode)。此外，各开关元件32的栅极通过后述的逆变器控制装置5的第一控制部51被分别独立地开关控制。
[0074] 各开关元件单元31经由各相用的第一布线部件Lw1与旋转电机MG连接。各相用的一对开关元件32在它们的中间点(上段侧的发射极－下段侧的集电极间)，经由各相用的第一布线部件Lw1与旋转电机MG的各相的定子线圈连接。在本实施方式中，第一布线部件Lw1相当于本发明中的“布线部件”。在第一布线部件Lw1的规
定位置设置有用于检测向旋转电机MG的各相用的定子线圈流动的电流的电流传感器35。作为这样的电流传感器35，在本实施方式中利用使用了霍尔元件的传感器。电流传感器35具有包围第一布线部件Lw1的周围的环状的
铁芯和配置于该铁芯的切口部的霍尔元件。若电流在各相用的第一布线部件Lw1流动，则在铁芯产生与该电流量对应的磁场，霍尔元件产生与磁通量对应的电动势。因此，基于其大小，能够检测向旋转电机MG的各相用的定子线圈流动的电流。
[0075] 如图3所示，在本实施方式中，在共用正极线Lp0与共用负极线Ln0之间，构成第二逆变器40的各相用的开关元件单元41相互并联连接。即，在从共用正极线Lp0分支的3根分支正极线Lp4～Lp6与从共用负极线Ln0分支的3根分支负极线Ln4～Ln6之间，分别连接有开关元件单元41。在本实施方式中，开关元件单元41相当于本发明中的“第二开关元件单元”。各开关元件单元41与泵用马达PM的定子线圈的3相(U相、V相、W相)的各个对应。
[0076] 各开关元件单元41具有被设置在比与泵用马达PM的连接部更靠蓄电装置B的正极Bp侧的上段侧的开关元件42、以及被设置在比上述连接部更靠蓄电装置B的负极Bn侧的下段侧的开关元件42。即，第二逆变器40具有分别与共用正极线Lp0连接的上段开关元件42a～42c、和分别与共用负极线Ln0连接的下段开关元件42d～42f。
[0077] 各相的上段开关元件42a、42b、42c的集电极经由共用正极线Lp0与蓄电装置B的正极Bp侧连接。各相的上段开关元件42a、42b、42c的发射极分别与下段开关元件42d、42e、42f的集电极连接。各相的下段开关元件42d、42e、42f的发射极经由共用负极线Ln0与蓄电装置B的负极Bn侧连接。在各开关元件42的发射极－集电极间并联连接有整流元件43。此外，各开关元件42的栅极通过后述的逆变器控制装置5的第二控制部52被分别独立地开关控制。
[0078] 各开关元件单元41经由各相用的第二布线部件Lw2与泵用马达PM连接。各相用的一对开关元件42在它们的中间点(上段侧的发射极－下段侧的集电极间)，经由各相用的第二布线部件Lw2与泵用马达PM的各相的定子线圈连接。在本实施方式中，与第一逆变器30不同，在第二布线部件Lw2不设置包括霍尔元件的电流传感器。
[0079] 作为代替包括霍尔元件的电流传感器的部件，在蓄电装置B与各相用的开关元件单元41之间设置有分流电阻45。在本实施方式中，在3根分支负极线Ln4～Ln6的各个设置有分流电阻45，总计设置有3个分流电阻45。在本实施方式中，分流电阻45被安装于第二逆变器40的控制
基板。分流电阻45为了检测向各相用的开关元件单元41(这里，下段开关元件42d～42f)的各个流动的电流而设置。若电流向下段开关元件42d～42f流动，则根据该电流量在分流电阻45的两端间产生电位差，所以能够基于其大小和已知的分流电阻45的电阻值，检测向泵用马达PM的各相用的定子线圈流动的电流。关于使用了分流电阻45的电流检测方法的详细，将在后面描述。
[0080] 这样，在本实施方式中，利用使用了霍尔元件的电流传感器35检测向旋转电机MG的各相用的定子线圈流动的电流，另一方面，利用分流电阻45检测向泵用马达PM的各相用的定子线圈流动的电流。使用了霍尔元件的电流传感器35高价，但是总是能够进行高精度的电流检测。与此相对，分流电阻45廉价，但是如后述那样在第二逆变器40的控制周期中能够检测电流的时期被限制。换句话说，相对于第一逆变器30的控制周期的电流传感器35的能够检测电流期间的比例比相对于第二逆变器40的控制周期的分流电阻45的能够检测电流期间的比例高。并且，相对于高价的使用了霍尔元件的电流传感器35具有比较稳定的温度特性，廉价的分流电阻45容易受到环境温度的影响。
[0081] 另外，因为旋转电机MG输出传递到车轮W的驱动力，所以对于该旋转电机MG要求较高的控制精度。与此相对，泵用马达PM用于独立于车轮W设置的电动泵EP的转子的驱动，所以与旋转电机MG相比，所要求的控制精度并不那么高。综合考虑这些点，使用包括霍尔元件的电流传感器35进行旋转电机MG用的电流检测，使用分流电阻45进行泵用马达PM用的电流检测。由此，能够较高地维持旋转电机MG的控制精度，并且，能够在允许范围内一定程度地牺牲泵用马达PM用的控制精度并降低产品成本。
[0082] 此外，所谓“一定程度地牺牲泵用马达PM用的控制精度”是顾及与和旋转电机MG相同地使用包括霍尔元件的电流传感器来进行电流检测的情况的比较后的表现。通过采用将电动泵EP的转子驱动用的泵用马达PM作为对象并利用第二逆变器40对其进行控制的构成，与例如用恒转矩或者恒旋转驱动泵用马达PM的情况相比，能够进行变速装置TM的状态的比较高精度的控制。在本实施方式的构成中，通过泵用马达PM的逆变器控制能够进行变速装置TM的状态的比较高精度的控制，并且构成为利用廉价的分流电阻45进行电流检测从而能够抑制产品成本。另外，综合来看，能够将对旋转电机MG以及泵用马达PM的控制精度造成的影响抑制得较小。并且，通过将分流电阻45安装设置在第二逆变器40的控制基板，能够使第二逆变器40进而使装置整体有效地小型化。
[0083] 特别是在安装于第二逆变器40的分流电阻45被配置于驱动力源室Q的构成中，在车辆行驶中作为车轮W的驱动力源的内燃机E、旋转电机MG发热，容易产生分流电阻45的设置环境成为高温的状况。若环境温度的变动幅度大，则分流电阻45的电流检测精度降低，其结果是，泵用马达PM的控制精度也容易恶化。即使在该情况下，也能够在对泵用马达PM的控制的要求精度的允许范围吸收控制精度的恶化。换句话说，即使在分流电阻45被配置于驱动力源室Q，被放置于高温环境下的情况下，综合来看，也能够将对旋转电机MG以及泵用马达PM的控制精度造成的影响抑制得较小。
[0084] 3.逆变器控制装置的构成
[0085] 如图3所示，逆变器控制装置5具备第一控制部51和第二控制部52。第一控制部51独立地对第一逆变器30的各开关元件32进行开关控制来驱动控制旋转电机MG。第二控制部52独立地对第二逆变器40的各开关元件42进行开关控制来驱动控制泵用马达PM。在本实施方式中，第一控制部51以及第二控制部52均基于电流矢量控制法来分别对旋转电机MG以及泵用马达PM进行驱动控制。
[0086] 如图4所示，第一控制部51具备旋转速度导出部61、三相二相转换部62、d轴电流指令值导出部63、q轴电流指令值导出部64、电流控制部65、调制率导出部66、d轴电流调整指令值导出部67、二相三相转换部68以及
控制信号生成部69。由电流传感器35(参照图3)检测到的U相电流Iur、V相电流Ivr及W相电流Iwr、旋转电机MG的转子Ro的磁极位置θ、以及第一逆变器30的直流侧的电压亦即直流电压Vdc被输入至第一控制部51。另外，目标转矩TR也被输入至第一控制部51。
[0087] 旋转速度导出部61基于磁极位置θ导出旋转电机MG的旋转速度ω。所导出的旋转速度ω被提供给电流控制部65以及二相三相转换部68。三相二相转换部62基于U相电流Iur、V相电流Ivr、W相电流Iwr和磁极位置θ，导出d轴电流Idr以及q轴电流Iqr。所导出的d轴电流Idr以及q轴电流Iqr被提供给电流控制部65。
[0088] d轴电流指令值导出部63基于目标转矩TR导出基本d轴电流指令值Idb。基本d轴电流指令值Idb相当于进行
最大转矩控制的情况下的d轴电流的指令值。所谓最大转矩控制是指调节电流
相位以使相对于同一电流旋转电机MG的输出转矩最大的控制。在本实施方式中，d轴电流指令值导出部63使用规定的映射来导出与目标转矩TR的值对应的基本d轴电流指令值Idb。从基本d轴电流指令值Idb减去由后述的d轴电流调整指令值导出部67导出的d轴电流调整指令值ΔId，并将所得到的值作为d轴电流指令值Id提供给电流控制部65。
[0089] q轴电流指令值导出部64基于目标转矩TR导出q轴电流指令值Iq。在本实施方式中，q轴电流指令值导出部64使用规定的映射来导出与目标转矩TR的值对应的q轴电流指令值Iq。在由后述的d轴电流调整指令值导出部67导出了d轴电流调整指令值ΔId的情况下，q轴电流指令值导出部64导出与目标转矩TR以及d轴电流调整指令值ΔId的值对应的q轴电流指令值Iq。所导出的q轴电流指令值Iq被提供给电流控制部65。
[0090] 电流控制部65基于d轴电流指令值Id及q轴电流指令值Iq、d轴电流Idr及q轴电流Iqr、以及旋转速度ω，决定d轴电压指令值Vd以及q轴电压指令值Vq。电流控制部65进行针对d轴电流指令值Id及q轴电流指令值Iq的电流反馈控制，决定d轴电压指令值Vd以及q轴电压指令值Vq。所决定的电压指令值Vd、Vq被提供给调制率导出部66以及二相三相转换部68。
[0091] 调制率导出部66基于d轴电压指令值Vd及q轴电压指令值Vq和直流电压Vdc导出调制率Mf。调制率导出部66根据下述的公式(1)
[0092] Mf＝√(Vd2+Vq2)/Vdc···(1)
[0093] 导出调制率Mf。调制率Mf是表示相对于直流电压Vdc的第一逆变器30的
输出电压波形的基本波成分的有效值的比率的指标。所导出的调制率Mf被提供给d轴电流调整指令值导出部67。
[0094] d轴电流调整指令值导出部67基于调制率Mf和预先决定的基准调制率(例如“0.78”)导出d轴电流调整指令值ΔId。d轴电流调整指令值导出部67例如在调制率Mf超过了基准调制率的情况下，基于调制率Mf与基准调制率之间的偏差导出d轴电流调整指令值ΔId(ΔId＞0)。
[0095] d轴电流调整指令值ΔId是赋予削弱磁场电流的指令值，削弱磁场电流发挥削弱旋转电机MG的转子Ro的励磁磁通量的作用。换句话说，通过导出d轴电流调整指令值ΔId，进行磁场削弱控制，在该磁场削弱控制中，调整交流电压指令的相位，以使得在旋转电机MG的定子线圈产生的磁场向削弱转子Ro的励磁磁通量的方向变化。d轴电流调整指令值ΔId被提供给q轴电流指令值导出部64。另外，d轴电流调整指令值ΔId被从由d轴电流指令值导出部63导出的基本d轴电流指令值Idb减去，并且所得到的值作为d轴电流指令值Id被提供给电流控制部65。
[0096] 二相三相转换部68基于d轴电压指令值Vd及q轴电压指令值Vq和磁极位置θ，导出作为交流电压指令的U相电压指令值Vu、V相电压指令值Vv以及W相电压指令值Vw。所导出的3相交流电压指令值Vu、Vv、Vw被提供给控制信号生成部69。
[0097] 控制信号生成部69基于U相电压指令值Vu、V相电压指令值Vv以及W相电压指令值Vw生成用于独立地对第一逆变器30的各开关元件32a～32f进行开关控制的控制信号(开关控制信号)S11～S16。控制信号生成部69至少生成PWM(Pulse Width Modulation；脉冲宽度调制)控制用的控制信号S11～S16。控制信号生成部69基于由三角波、
锯齿波等构成的载波(carrier)与交流电压指令值Vu、Vv、Vw的大小比较，生成PWM控制用的控制信号S11～S16。此外，控制信号生成部69也可以被构成为根据调制率Mf的大小等生成公知的过调制PWM控制、矩形波控制用的控制信号S11～S16。
[0098] 虽然控制对象因旋转电机MG和泵用马达PM而不同，但第二控制部52也具备基本上与第一控制部51相同的构成。但是，第二控制部52中的d轴电流调整指令值导出部67即使在调制率Mf是基准调制率以下的情况下，在“特定条件”下也导出d轴电流调整指令值ΔId。由此，第二控制部52被构成为能够不管调制率Mf的大小而在“特定条件”成立时也进行磁场削弱控制。关于该点，将在后面描述。另外，第二控制部52中的控制信号生成部69被构成为专
门生成PWM控制用的控制信号S21～S26。关于除此以外的点，与第一控制部51相同，所以这里省略详细的说明。
[0099] 4.使用分流电阻的电流检测方法
[0100] 如上所述，第二控制部52生成PWM控制用的控制信号S21～S26，并基于该控制信号独立地对开关元件42进行开关控制，从而泵用马达PM被PWM控制。此外，在本实施方式中，所谓PWM控制是指
正弦波PWM、空间矢量PWM等连续脉冲宽度调制(CPWM；continuous PWM)。众所周知，在PWM控制中，交流电压指令值Vu、Vv、Vw分别被调制成离散的脉冲信号。在图5中，将规定期间中的控制信号S21～S26的波形与载波一起放大并示意性地示出。
[0101] 如图5所示，控制信号S21在U相电压指令值Vu在载波以上的情况下为高电平(H)，在U相电压指令值Vu小于载波的情况下为低电平(L)。U相用的上段开关元件42a在控制信号S21为高电平(H)的情况下为接通状态，在低电平(L)的情况下为断开状态。控制信号S22、S23也基于电压指令值Vv、Vw与载波的比较而生成，V相用的上段开关元件42b以及W相用的上段开关元件42c也相同地切换接通状态和断开状态。
[0102] 此外，各时刻的控制信号S24～S26的电平分别与控制信号S21～S23的电平相反。在控制信号S21为高电平(H)的期间，控制信号S24为低电平(L)，在控制信号S21为低电平(L)的期间，控制信号S24为高电平(H)。控制信号S22与控制信号S25的关系以及控制信号S23与控制信号S26的关系也相同。由此，各相的上段开关元件42a～42c和对应相的下段开关元件42d～42f分别互补地进行开关。实际上，存在各开关元件单元41所包含的上下2个开关元件42均为断开状态的死区时间，但这里为了简化而省略记载。
[0103] 另外，若关注3相的控制信号S21～S23(或者控制信号S24～S26)的相互关系，则可知存在在3相的控制信号的电平中混杂高(H)/低(L)的期间和3相的控制信号的电平全部相同的期间。这里，将前者称为“有效矢量(Active Vector)期间”，将后者称为“零矢量期间”。在图5中，用带斜线的状态示出零矢量期间。
[0104] 作为有效矢量期间的一个例子，例如在图5中用(A)表示的时刻，U相的上段开关元件42a为接通状态，V相以及W相的上段开关元件42b、42c为断开状态。此时，蓄电装置B(电容器C)和泵用马达PM经由第二逆变器40通电，成为在它们之间电流流动的状态(参照图6)。具体而言，电流经由蓄电装置B(电容器C)的正极Bp侧→U相的上段开关元件42a→泵用马达PM→V相以及W相的下段开关元件42e、42f→蓄电装置B(电容器C)的负极Bn侧的路径流动。
[0105] 在该情况下，V相以及W相的电流向设置于分支负极线Ln5、Ln6的2个分流电阻45流动，所以能够检测在V相以及W相的定子线圈流动的电流。另一方面，U相的电流在分支正极线Lp4中流动，而不向设置于分支负极线Ln4的分流电阻45流动。因此，无法检测在U相的定子线圈流动的电流。在其他的有效矢量期间，根据电流流动的路径的模式，也相同地能够检测在1相或者2相的定子线圈流动的电流。
[0106] 在零矢量期间，存在3相的上段开关元件42a～42c全部为接通状态的期间和全部为断开状态的期间。换言之，存在3相的下段开关元件42d～42f全部为断开状态的期间和全部为接通状态的期间。这里，将前者称为“下段全断开期间Tf”，将后者称为“下段全接通期间Tn”。下段全断开期间Tf是设置有分流电阻45的一侧的段的开关元件42全部为断开状态的期间，也能够称为“对象全断开期间”。以相同的主旨，下段全接通期间Tn也能够称为“对象全接通期间”。在零矢量期间，在蓄电装置B与泵用马达PM之间，电流不流动。但是，在零矢量期间，成为在第二逆变器40与泵用马达PM之间电流回流的状态。电流的回流模式在下段全接通期间Tn和下段全断开期间Tf不同。
[0107] 例如在图5中(B)所示的下段全接通期间Tn中的时刻，3相的下段开关元件42d～42f全部为接通状态。此时，电流通过3相的下段开关元件42d～42f(或者，对应的整流元件
43)回流(参照图7)。具体而言，电流在泵用马达PM→V相及W相的下段开关元件42e、42f→与U相的下段开关元件42d并联连接的整流元件43→泵用马达PM的闭电路中回流。
[0108] 在该情况下，电流在设置于分支负极线Ln4～Ln6的所有3个分流电阻45流动。利用该现象，逆变器控制装置5(第二控制部52)在下段全接通期间Tn进行使用了分流电阻45的电流检测处理。换句话说，逆变器控制装置5在下段全接通期间Tn同时检测在泵用马达PM的各相的定子线圈流动的电流。如上所述，在泵用马达PM的各相的定子线圈流动的电流基于各分流电阻45的两端间的电位差而检测。
[0109] 另一方面，例如在图5中(C)所示的下段全断开期间Tf中的时刻，3相的下段开关元件42d～42f全部为断开状态(3相的上段开关元件42a～42c全部为接通状态)。此时，电流通过3相的上段开关元件42a～42c(或者，对应的整流元件43)回流(参照图8)。具体而言，电流在泵用马达PM→分别与V相及W相的上段开关元件42b、42c并联连接的整流元件43→U相的上段开关元件42a→泵用马达PM的闭电路中回流。
[0110] 在该情况下，理论上在设置于分支负极线Ln4～Ln6的3个分流电阻45中均不流动电流。但是，实际上，在下段全断开期间Tf中，3个分流电阻45也检测到微小电流。该微小电流成为在下段全接通期间Tn所执行的电流检测处理的零点(原点)的误差的原因。因此，逆变器控制装置5在下段全断开期间Tf也使用分流电阻45来检测在泵用马达PM的各相的定子线圈流动的微小电流。换句话说，逆变器控制装置5在下段全断开期间Tf同时检测在泵用马达PM的各相的定子线圈流动的微小电流。使用像这样在下段全断开期间Tf检测到的各相的微小电流，来计算上述的电流检测处理中的零点的偏移修正量ΔOc。
[0111] 根据本发明者们的研究，明确了在下段全断开期间Tf由各分流电阻45检测到的电流的大小不相同，与在泵用马达PM的各相的定子线圈流动的电流的大小相关。考虑该点，在本实施方式中，逆变器控制装置5将泵用马达PM的一周期电角度Tc分割成多个分割期间Td，按该多个分割期间Td的每一个独立地决定偏移修正量ΔOc。更具体而言，逆变器控制装置5按每个分割期间Td存储(积蓄)过去决定的各个偏移修正值。然后，根据所积蓄的多个偏移修正值，决定偏移修正量ΔOc为对它们进行了统计处理(例如，计算特定期间的平均值/加权平均值/最频值/中央值等)而得到的值。此外，每个分割期间Td的偏移修正量ΔOc的决定针对分流电阻45的各个进行。分割期间Td的数量也可以适当地设定，但优选为2K(K表示10以下的自然数)。
[0112] 逆变器控制装置5使用这种偏移修正量ΔOc来检测向泵用马达PM的各相的定子线圈流动的实际电流。逆变器控制装置5通过对各相的每一个以偏移修正量ΔOc修正通过在下段全接通期间Tn执行的电流检测处理而得到的电流检测值(图9所示的“Idet”)，来检测向定子线圈流动的实际电流(图9所示的“Ir”)。换句话说，逆变器控制装置5通过对各相的每一个从实际得到的电流检测值(Idet)减去分配在该分割期间Td的偏移修正量ΔOc，来检测向定子线圈流动的实际电流(Ir)。检测到的各相的实际电流值作为U相电流Iur、V相电流Ivr以及W相电流Iwr(参照图4)，被提供给第二控制部52所进行的电流反馈控制。
[0113] 如上所述，在本实施方式中，设置于第二逆变器40的分流电阻45被配置于驱动力源室Q，所以分流电阻45的周边容易成为高温，另外，温度的变动幅度也容易变大。若环境温度的变动幅度变大，则基于分流电阻45的电流检测精度降低，其结果是，泵用马达PM的控制精度也容易恶化。虽然也已知在装置的起动时进行零点的偏移，但存在仅通过此无法应对环境温度的较大的变动这样的课题。对于该点，在本实施方式中，在泵用马达PM的驱动控制中反复出现的下段全断开期间Tf决定偏移修正量ΔOc，所以能够反复地进行偏移修正，也能够应对环境温度的变动。因此，能够提高电流检测处理中的检测精度。
[0114] 另外，在本实施方式中，电流检测处理中的实际的电位差取样在下段全接通期间Tn的中央(中间时刻)进行。另一方面，分流电阻45的两端间的电位差非常小，所以在其取样时通过
运算放大器(Operational Amplifier；未图示)放大
输出信号。即，在第二控制部52具备使来自分流电阻45的输出信号放大的放大电路。另外，在通用的
运算放大器一般存在被设定为比较小的值的转换速率(Slew Rate)，最大响应速度被限制。即，来自分流电阻45的输出值的时间变化率被在运算放大器中预先设定的转换速率(变化率限制值)进行上限限制。
[0115] 在图10中示意性示出在下段全接通期间Tn通过运算放大器获取到的来自分流电阻45的输出信号的变化形态的一个例子。如根据图10的上段也能够理解的那样，例如在使泵用马达PM的输出转矩增大等的状况下，下段全接通期间Tn变得相当短的情况下，存在分流电阻45的输出信号的放大没有结束就进行电位差取样的可能性。在这种情况下，向泵用马达PM的各相的定子线圈流动的电流被错误检测(检测为与实际不同的值)，所以泵用马达PM的控制精度恶化。例如，若比实际电流小的值作为电流检测值提供给电流反馈控制，则想要消除比实际较大地计算出的电流偏差而较大的作用力动作。其结果是，有向定子线圈流动的电流必要以上地增加的可能性。
[0116] 因此，在本实施方式中，逆变器控制装置5在下段全接通期间Tn比预先决定的基准时间Tr短的情况下，进行调整与泵用马达PM的电流反馈控制有关的参数以延长下段全接通期间Tn的调整处理。此外，基准时间Tr基于作为来自分流电阻45的输出值的时间变化率的上限值而预先设定于运算放大器的变化率限制值(转换速率)而设定。优选基准时间Tr基于假定为来自分流电阻45的输出值的最大值，被设定为用该最大值除以变化率限制值而得到的时间的2倍以上的时间。作为调整对象的参数，列举有PWM控制中的载波频率和电流矢量控制中的调制率Mf。这些参数既可以择一调整，也可以复合调整。
[0117] 在本实施方式中，PWM控制中的载波频率以能够连续变更的方式构成。而且，作为调整处理的一方式，在下段全接通期间Tn比基准时间Tr短的情况下，逆变器控制装置5使PWM控制中的载波频率降低(参照图10的下段)。控制信号S21～S26基于载波与交流电压指令值Vu、Vv、Vw的大小比较而生成，所以通过使载波频率降低(延长载波周期)，从而各相的下段开关元件42d～42f的接通状态的持续时间变长。并且，能够在将占空比保持恒定的状态下，延长各相的下段开关元件42d～42f的接通状态的持续时间。其结果是，能够延长下段全接通期间Tn。
[0118] 在本实施方式中，逆变器控制装置5使载波频率降低至下段全接通期间Tn与基准时间Tr相等的频率。由此，能够确保基准时间Tr为下段全接通期间Tn，能够抑制对因运算放大器的转换速率而未被放大的分流电阻45的输出信号进行取样。因此，能够保证电流检测处理的正确性。另外，在该情况下，能够将载波频率的降低幅度抑制为必要最小限。因此，能够有效地抑制泵用马达PM的控制性的降低、噪声的产生等。
[0119] 另外，作为调整处理的其他的一方式，在下段全接通期间Tn比基准时间Tr短的情况下，逆变器控制装置5使电流矢量控制中的调制率Mf降低。逆变器控制装置5通过进行磁场削弱控制来使调制率Mf降低。在本实施方式中，“下段全接通期间Tn比基准时间Tr短”为作为磁场削弱控制的开始条件之一而在上述提及的“特定条件”。若执行磁场削弱控制而导出d轴电流调整指令值ΔId，则根据图4可知d轴电流指令值Id变小(向负方向变化)。另外，基于规定的映射导出的q轴电流指令值Iq也一般如图11所示沿着等转矩线变小。其结果是，电流反馈控制中的电流偏差变小，由电流控制部65导出的电压指令值Vd、Vq也变小。因此，根据上述的公式(1)也可知，调制率Mf通过磁场削弱控制的执行而降低。
[0120] 调制率Mf是表示相对于直流电压Vdc的第二逆变器40的输出电压波形的基本波成分的有效值的比率的指标，所以通过减小该调制率Mf从而占空比降低。若占空比降低，则各相的上段开关元件42a～42c的接通状态的持续时间变短，各相的下段开关元件42d～42f的接通状态的持续时间变长相应量。其结果是，能够延长下段全接通期间Tn。
[0121] 逆变器控制装置5使调制率Mf降低，以使得下段全接通期间Tn为基准时间Tr以上。为了实现此，例如，预先通过实验求出下段全接通期间Tn为基准时间Tr以上的第二基准调制率即可。优选d轴电流调整指令值导出部67被构成为基于作为经验值得到的第二基准调制率(例如，“0.6”～“0.7”左右的值)和调制率Mf，导出d轴电流调整指令值ΔId。这样一来，也能够确保基准时间Tr作为下段全接通期间Tn，能够抑制对因运算放大器的转换速率而未被放大的分流电阻45的输出信号进行取样。因此，能够保证电流检测处理的正确性。另外，在该情况下，能够将泵用马达PM的输出转矩保持恒定。
[0122] 5.其他的实施方式
[0123] 最后，对本发明的驱动装置的其他的实施方式进行说明。此外，以下的各个实施方式所公开的构成，只要不产生矛盾，也能够与其他的实施方式所公开的构成组合应用。
[0124] (1)在上述的实施方式中，以在3根分支负极线Ln4～Ln6的各个设置有分流电阻45的构成(3分流构成)为例进行了说明。但是，本发明的实施方式并不局限于此。例如，也可以是在3根分支负极线Ln4～Ln6中的任意2根的各个设置有分流电阻45的构成(2分流构成)。各相的电流的瞬时值的和为零，所以通过这样的构成，也能够分别适当地检测向泵用马达PM的各相的定子线圈流动的电流。或者，也可以是在共用负极线Ln0设置有一个分流电阻45的构成(1分流构成)。
[0125] (2)在上述的实施方式中，对为了检测向各相用的下段开关元件42d～42f的各个流动的电流而将分流电阻45设置于分支负极线Ln4～Ln6的构成为例进行了说明。但是，本发明的实施方式并不局限于此。例如，也可以为了检测向各相用的上段开关元件42a～42c的各个流动的电流而将分流电阻45设置于分支正极线Lp4～Lp6或者共用正极线Lp0。但是，在该情况下，需要另外设置用于生成基准电位的电路。
[0126] (3)在上述的实施方式中，对使用具有铁芯和霍尔元件的传感器作为用于检测向旋转电机MG的各相用的定子线圈流动的电流的电流传感器35的例子进行了说明。但是，本发明的实施方式并不局限于此。只要相对于第一逆变器30的控制周期的能够检测电流期间的比例比相对于第二逆变器40的控制周期的分流电阻45的能够检测电流期间的比例高，则也可以使用其他的电流传感器。例如，也可以使用无芯型的霍尔元件电流传感器、电磁线圈式电流传感器以及无芯线圈式电流传感器等。
[0127] (4)在上述的实施方式中，以第二逆变器40控制与独立于车轮W设置的油排出用的电动泵EP的转子驱动连结的泵用马达PM的构成为例进行了说明。但是，本发明的实施方式并不局限于此。例如，也可以被构成为第二逆变器40控制与电动泵EP的转子以外的旋转体驱动连结的交流旋转电机。作为这样的旋转体，例如例示了
冷却水排出用的驱动马达、空调的压缩机用的驱动马达、电动动力转向用的驱动马达以及冷却
风扇用的驱动马达等的转子。
[0128] (5)在上述的实施方式中，以第一逆变器30以及第二逆变器40一体固定于壳体2的无逆变器壳体构造为例进行了说明。但是，本发明的实施方式并不局限于此。例如，也可以第一逆变器30以及第二逆变器40被收纳于与壳体2独立的专用的逆变器壳体，该逆变器壳体和壳体2配置于驱动力源室Q。在该情况下，也可以在逆变器壳体和壳体2分离的状态下，将逆变器壳体配置于与驱动力源室Q不同的收纳室。
[0129] (6)在上述的实施方式中，以逆变器控制装置5按分割泵用马达PM的一周期电角度Tc而规定的多个分割期间Td的每一个独立地决定偏移修正量ΔOc的构成为例进行了说明。但是，本发明的实施方式并不局限于此。例如，也可以不设定分割期间Td，逆变器控制装置5针对泵用马达PM的一周期电角度Tc整体来决定统一的偏移修正量ΔOc。
[0130] (7)在上述的实施方式中，以PWM控制中的载波频率能够连续地变更的构成为例进行了说明。另外，以在下段全接通期间Tn比基准时间Tr短的情况下，逆变器控制装置5使载波频率降低至下段全接通期间Tn与基准时间Tr相等的频率的构成为例进行了说明。但是，本发明的实施方式并不局限于此。例如，也可以构成为PWM控制中的载波频率能够阶段性地变更。在该情况下，优选逆变器控制装置5在下段全接通期间Tn比基准时间Tr短的情况下，使载波频率降低至能够阶段性地变更的载波频率中的下段全接通期间Tn为基准时间Tr以上的最大的频率。另外，在载波频率能够连续地或者阶段性地变更的两构成中，也可以是逆变器控制装置5使载波频率降低至下段全接通期间Tn为基准时间Tr以上的任意频率的构成。
[0131] (8)在上述的实施方式中，以在下段全接通期间Tn比基准时间Tr短的情况下，逆变器控制装置5通过进行磁场削弱控制来使调制率Mf降低的构成为例进行了说明。但是，本发明的实施方式并不局限于此。例如，在蓄电装置B与电容器C之间具备
升压电路的构成中，逆变器控制装置5也可以通过控制该升压电路使直流电压Vdc升压来使调制率Mf降低。
[0132] (9)关于其他的构成，应该理解为在本
说明书中公开的实施方式在所有方面均是例示，本发明的范围并不被它们限定。如果是本领域技术人员，则能够容易地理解在不脱离本发明的主旨的范围内能够适当地进行改变。因此，在不脱离本发明的主旨的范围内进行了改变的其它的实施方式当然也包含于本发明的范围。
[0133] (10)并且，与本发明的驱动装置分开地，具有使用分流电阻来高精度地检测向交流旋转电机的各相的定子线圈流动的电流的功能的逆变器控制装置本身也具有较大的特征。即，
[0134] 对与作为直流电源的蓄电装置B和N(N是2以上的自然数)相交流驱动式的交流旋转电机连接并进行直流/交流转换的逆变器进行驱动控制的逆变器控制装置5的第一特征在于，
[0135] 在蓄电装置B的电极线Lp、Ln与逆变器所具备的各相的开关元件之间，具备N个或者(N－1)个检测向交流旋转电机流动的电流的分流电阻45，
[0136] 通过独立地对各相的上段开关元件以及下段开关元件进行开关控制来对交流旋转电机进行PWM控制，
[0137] 进行在各相的设置有分流电阻45的设置侧段的开关元件全部接通的对象全接通期间，检测向交流旋转电机的各相的定子线圈流动的电流的电流检测处理。
[0138] 在这种构成中，逆变器控制装置5的第二特征在于，单独或者组合地具备以下的(a)～(c)中的任意一个以上。
[0139] (a)在各相的设置侧段的开关元件全部断开的对象全断开期间，决定电流检测处理中的零点的偏移修正量ΔOc。
[0140] (b)在对象全接通期间比预先决定的基准时间Tr短的情况下，使PWM控制中的载波频率降低。
[0141] (c)在对象全接通期间比预先决定的基准时间Tr短的情况下，使表示相对于逆变器的直流电压Vdc的交流电压指令Vu、Vv、Vw的有效值的比率的调制率Mf降低。
[0142] 具备这些各特征构成的逆变器控制装置也能够得到在上述的实施方式中说明了的驱动装置的各种作用效果。另外，在该情况下，也能够对逆变器控制装置组入作为在上述的实施方式中说明了的驱动装置的优选的构成的例子而列举出的几个附加技术。在组入了附加技术的情况下，能够得到与各个附加技术对应的作用效果。这种逆变器控制装置当然并不只应用于车辆用的驱动装置，也能够应用于具备对多相交流驱动式的交流旋转电机进行控制的逆变器的各种装置(电气产品、工业用大型设备等)。
[0143] 产业上的可利用性
[0144] 本发明例如能够利用于混合动力车辆用的驱动装置。
[0145] 附图标记说明：1...驱动装置；2...壳体；5...逆变器控制装置；30...第一逆变器；31...开关元件单元(第一开关元件单元)；35...电流传感器；40...第二逆变器；41...开关元件单元(第二开关元件单元)；42a...上段开关元件；42b...上段开关元件；42c...上段开关元件；42d...下段开关元件；42e...下段开关元件；42f...下段开关元件；45...分流电阻；E...内燃机(驱动力源)；MG...旋转电机(车轮驱动用旋转电机、驱动力源)；TM...变速装置(驱动传递装置)；W...车轮；EP...电动泵；PM...泵用电动机(交流旋转电机)；P...逆变器收纳室；Q...驱动力源室；B...蓄电装置(直流电源)；Bp...直流电源的正极；Bn...直流电源的负极；Lp0...共用正极线；Lp4...分支正极线；Lp5...分支正极线；Lp6...分支正极线；Ln0...共用负极线；Ln4...分支负极线；Ln5...分支负极线；Ln6...分支负极线；Lw1...第一布线部件(布线部件)；Vdc...直流电压(第二逆变器的直流侧的电压)；Vu...U相电压指令值(交流电压指令)；Vv...V相电压指令值(交流电压指令)；Vw...W相电压指令值(交流电压指令)；Mf...调制率；Tc...交流旋转电机的一周期电角度；Td...分割期间；
Tn...下段全接通期间；Tf...下段全断开期间；Tr...基准时间；ΔOc...偏移修正量。
