本发明的彩电遥控供电源，属于电视技术领域。

已有技术彩电遥控供电源仅能单一控制整机供电源或非遥控部份的 主机板供电源通断功能，未增设分别独自控制着各单元系统供电源通断 功能。多数产品采用“ACOFF”或“DCON/OFF”方式中，任选其中一种 进行遥控整机或主机板供电源通断。所谓“ACOFF”指遥控必须有电流 通过三极管及其串接的电磁继电器磁吸线圈，吸合一种不能自动返回原 有状态的主触头动作断开后，切断整机取源电力电网交流总电源，其优点： 无需增设遥控变压器电源，成本低。缺点：关机后不能再次能遥控开机 仅能手动开机。在下次手动开机时，还必须确保使微机遥控装置中的微 控器(CPU)原有的ACOFF关机令改变成ACON开机状态，否则下次无法手 动开机；“DCON/OFF”方式需要增设专供遥控用的变压器及其次级整流 滤波装置长期持续供电给微机遥控装置，使它任随人意应需要求待命指 令各种执行电路控制着主机电路板，优点随时能遥控开机或关机，缺点 不能切断整机所有电源，成本高，特别是遥控专用的工频交流电源变压 器原初线圈接通供电不稳定的电力电网过压时有烧毁现象故障率高， “DCON/OFF”遥控执行方式有两种：一种选用开机有电流过继电器线圈 吸合一种能在继电器线圈断电后自动复位原初关断状态的主触头方式进 行开机或待机，另一种选用关机时有电压通过光电耦合器或直接传输信 号后强迫开关电源振荡管处于停振截止关断状态方式进行开机或待机， 前者用继电器通电后才能开机工作方式有功耗大加重遥控电源负担和继 电器及其相串接的三极管负担，具有故障率最高的缺点。彩电中把仅有 供电给微机遥控装置正常工作的状态称为待机状态，即：下一次可以能 遥控开机的直流关机状态即“DCOFF”。“ACOFF”也就是全关机状态。 虽然已有技术已经有少数产品同时具有双重任可选择“ACOFF”功能， 又有“DCON/OFF”功能彩电，但是成本太高，难普及推广，特别是它 需要直接或增设扩展电路后配有使微控器(CPU)含有“ACOFF”和“DC ON/OFF”功能两个引出脚。已有技术场扫描前级和解码器供电源、高频 中频载波信号系统供电源和行振荡级为主的行推动级前置开关驱动电路 供电源，这三者不能分别各自受微控器(CPU)控制着供电源通断；行 推动级(即：行激励级)和行输出级所需电源一样，共同合并集一体后 取源开关稳压器主输出端，不能把与行推动变压器原初线圈必有牵连的 行推动级及其关连电路与其次级感应线圈必有连结的行输出级和开关稳 压器主输出端分开呈不相连结的绝缘状态；微控器(CPU)中TV/AV指令 控制输出端直接控制集成模拟开关电路，进行切换本机高频、中频载波 信号系统与外接音频、视频原本信号传输交流信号通断，AV状态时不能 切断本机高中频载波信号系统供电源；已有技术中，电流和电压过载保 护功能单一不全，电路元件个数多，灵敏性和稳定可靠性不高，特别是 过流保护都是依靠选用串接过流检测电阻两端所产生的电压降控制三极 管基射结达到目的，其过流保护效果仅在严重超过流场合下，才会通过 并联分流或减流方法，限制电流不超过要保护的半导体器件极限最大电 流值，不能满足实际应需要求的过载保护作用，已有技术过流保护电路 需用过流检测电阻和降压限流电阻，个数多、总和后功耗大，过载时不 能切断行振荡供电源，最多仅能使X射线误控，并且需增设X射线起控后 自锁维持电路，过载时不能自动切断整机交流总电源或进入待机状态。

开关稳压器又称开关稳压电源或开关电源，根据由开关电源调整管、 续流二极管、储能电感器、储能电容器四个部分所组成的开关电感式变 换器不同，可分为串联电感电容组合滤波的感抗阻波降压式和磁路耦合 的感应变压式两大类，凡是仅由开关电源调整管和储能电感器[即：开 关电源变压器]原初线圈串接后取源跨并接在输入直流供电源两端能构 成充磁储能的闭合回路，由磁路耦合交变磁通，通过电磁感应进行功率 传递使次感级感应线圈通过串接续流二极管与原初线圈通断相反的反极 性整流后，释放原初线圈贮能转移到储能电容器两端再输出给负载，就 是磁路耦合的感应变压式变换器，简称“磁感变压式”变换器俗称“并 联型”或“升降压型”变换器，它等效于工频交流电源变压器及其次级 线圈整流滤波装置功能。凡是由开关电源调整管、储能电感器[即：感 抗阻流圈、感抗阻波器、电感滤波器]原初线圈和构成主输出端上的储 能电容器串接后，取源跨并接在输入直流供电源两端能构成闭合回路就 是串联电感电容组合滤波的感抗阻波降压式变压器，俗称“串联型” 或“降压型”变换器，由于在开关电源调整管和主输出端负载之间相互 串接了具有通直阻交的储能电感器产生交流电压降和隔直通交的储能电 容器产生直流电压降，具有LC双重组合滤波效果最好优点，并且加有与开 关电源调整管通断相反的续流二极管在开关电源调整管截止关断期间释 放储能电感器原先在开关电源调整管饱和导通期间的所贮存的磁场能转 离到储能电容器及其供电给负载，因此所制成的串联感抗阻波降压式开 关稳压器，其性能价格比高，它具有效率高，适应大电流大功率负载及 其功率变化能力强，流过感抗阻波器及其必有串接的开关电源调整管或 续流二极管电流有效值和电源振幅脉动性小，各元器件承受电压降小， 感抗阻波器上原初线圈最大磁通密度小，要求最小的电感量小，稳压和 滤波效果好，还具有高可靠稳定性、长寿命、低故障率、成本低等优点。 根据开关电源调整管激励基射结处于开关状态能量来源方式不同，可分 为它激式或自激式两种，它激式虽然工作稳定可靠，调整管无需正反馈 网络，但需增设振荡级、脉宽调制级、激励推动级电路，开关电源调整 管开关状态仅能专一受取源于由激励级提供受稳压控制器调制好的开关 脉冲控制着，自激式型与它激式相反，通过增设取源开关电源变压器次 感级供电给开关调整管基射结上的正反馈网络直接构成自激振荡，开关 调整管也是振荡管，脉宽调制管，其电路简炼，所以当代几乎所有所有 开关稳压器都是自激型。根据开关时间是否受回扫变压器次级行逆程脉 冲同步控制，可分为同步稳频的脉冲调宽和脉冲调频调宽两种方式。由 取样比较、误差放大，开关时间调整等构成稳压控制电路，可分为直流 控制式和脉冲控制式两大类，直流控制电路简单，多数机型采用，其特 征在开关调整管其射结两端并联一个压控放大调阻管，其压控放大调阻 管集射两端等效可变电阻值与开关稳压器主输出端上电压高低变化规律 相反，用并联分流方法缩短开关调整管在饱和导通期间内正反馈网络RC 充电时间常数方法，使开关调整管饱和导通期缩短提前进入截止关断期 方式进行稳压的；脉冲控制稳压式其特征：取源开关电源变压器次级的 正反馈绕组通过电阻供电连结于基射结产生饱和导通期长，截止期较短 的自激开关式振荡能使整机适应电网供电最低电压，该正反馈绕组又通 过反极性整流滤波后串接受直流稳压控制并与开关调整管通断相反的脉 冲激励管输出负电压关断脉冲，专一供电连结于开关调整管基射结，强 行缩短自激固有导通期很长的开关调整管原由饱和导通状态提前转变为 截止关断状态方式进行稳压。总之，已有技术开关稳压器稳压原理都是 强制缩短自激开关电源调整管固有自由导通期很长的开关调整管原由饱 和导通状态提前进入截止关断期方式进行稳压的，若去除稳压控制电路 后，相应会使输出端电压升高，已有技术激励开关电源调整管功耗大， 特别是浪费每次开始导通时激励开关调整管正反馈能量，开关调整管最 大导通期与周期之比小，适应电网供电压波动范围较小，电路复杂，稳 定可靠性差、故障率高，不易使开关电源在待机状态直接转变成代替遥 控专用的工频交流电源变压器及其次级线圈整流波装置功能。

彩电功耗大，特别是显像管束电流功耗最大，不能频繁开机或关机， 特别是不能频繁开关用于炽热阴极发射电子的显像管灯丝电源，否则易 老化损伤显像管使用寿命，而已有技术显像管灯丝供电源都取源回扫变 压器次级线圈提供的，所以不能频繁“ACOFF”或“DCON/OFF”，人们渴 望彩电无信号或有信号不中看时能有保持既省电且不损伤显像管使用寿 命的彩电遥控供电源技术，而现有技术未有。

针对已有技术彩电供电源及其电压控制电路存在的性能价格比低问 题，本发明目的是：使彩电产品既有“ACOFF”功能又具有“DCON/OFF” 双重任可选择功能基础上达到遥控电源无需电磁继电器、光电耦合器及 其必有牵连的遥控执行电路；“DCON/OFF”无需再增设专一供电给微控 器(CPU)持续正常工作的遥控变压器电源；“ACOFF”和“DC/OFF” 两个功能可以运用微控器(CPU)仅含有一个供电源通断指令控制引出 脚；各种过载或电网停电自动切断整机取源电力电网交流电源或自动进 入待机状态；在“DCON/OFF”转为“DCON正常收看状态时，还增添了在 保持显像管灯丝持续工作预热前提下，无信号自动切断场扫描、伴音功 放、解码器供电源和关断显像管束电流等电路呈无光无声现象新功能， 有信号时任随人意可以遥控有光有声、无光有声、无光无声、有图无声 功能，为彩电无信号或有信号不中用户喜看时，无需频繁进行“DCON/OFF” 或“ACOFF”就能达到既省电节能又不损伤元件使用寿命的优点。

实现本发明目的必备技术方案要点：

一种由工作于开关状态的回扫变压器(FBT)、行推动变压器(T3)、 开关电源变压器(T)及其相连结的有关以开关稳压器、行扫描电路。 整流滤波电路、微机遥控装置，过载保护及其它涉及彩电供电源及其电 压控制供电源通断为核心的电路所组成的彩色电视机供电系统，其主要 特征是：把开关稳压器起动电源供电取源于电力电网交流电源直接整流 滤波器(Z)上引出时所经过串接电阻(R)降压支路上，增添了串联一 个用手按动才能接通、手松开后自动返回原有常久关断功能的起动开关 按钮(STQ)控制着取源电力电网交流电源经过直接整流滤波后供电开 关稳压器开机必备应需的起动电源支路通断，使之仅用于开机启动，正 常工作后断开，直接兼有遥控或过载能关断整机取源电力电网交流电源 功能，操作时，用手按动起动开关按钮(STQ)每动作一次，就接通取 源电力电网交流电源上的整流滤波器(Z)电源供电开机启动一次，手 松开按钮后，自动切断开关稳压器取源电力电网交流电源上整流滤波器 供电起动电源功能，用手按动起动开关(STQ)完成了开机启动正常工 作功能后可由取源行推动变压器(T3)次级感应线圈或回扫变压器(FBT )次级感应线圈能源或由开关稳压器(T)次级感应线圈能源续接维持 代替着上述用手按动起动开关按钮(STQ)松开关断取源电力电网交 流电源供电开关稳压器起动电源功能。开关稳压器中的开关电源调整管 处于应需频繁往复的开关状态时必须要有起动电源起始冲去的能量或它 激式脉冲能量才能把处于截止关断状态的开关电源调整管合同通过正反 馈网络翻转为饱和导通状态从而产生正常的开关电感式振荡，否则始终 处于常久截止关断状态，在用手按动起动开关按钮(STQ)放开后，当 有电压控制关断感应再生续接维持开关稳压器起动电源的功能时或者强 行短路钳位开关电源调整管片刻时，开关稳压器自动常久截止关断，从 而切断整机所有负载电路都取源电力电网交流电源供电功能相近，可称 交流关机或全关机。在稳压5V供电给微机遥控装置的供电源两端，增添 跨接并联供电给一个受微控器(CPU)指令控制是否振荡的开关电感式 矩形脉冲振荡器，由该开关电感式振荡器中的电感器(T5)次级感应线 圈通过串接与原初线圈(fn5)通断相反的二极管(U52)反板性整流电 容(C52)滤波后控制着开关稳压器中的开关电源调整器(QV)是否进 行“DCON/OFF”应需的开关状态或“ACOFF”应需常久的载止关断状态。 开关稳压器受取源行推动变压器(T3)次级感应线圈或回扫变压器(FBT )次级感应线圈控制，使与回扫变压器(FBT)、行推动变压器(T3) 必有牵连的行扫描电路兼负着受微机遥控装置直接控制下的遥控供电源 通/断(ON/OFF)功能的执行电路。微机遥控装置中的微控器(CPU)其 供电源通/断(ON/OFF)指令遥控输出端(Pr)通过顺向串接隔离开关 二极管(VPH)单向整流后连动会同对映着全自动全功能过载保护电路 输出端合并交会连接于OVP点后，组成了各自相互独立、双重控制作用 的“或门”逻辑功能，直接控制着行推动变压器(T3)原初线圈必有连 结的行推动级前置以行振荡级为主的开关前置驱动电路供电源通断和高、 中频载波信号系统供电源通断。把与行推动变压器(T3)原初线圈必有 牵连的行推动级前置以行振荡级为主的前置驱动电路供电源和供高频、 中频载波系统供电源及解码器和扫描前级供电源，这三者分别各自独立 受微控器(CPU)不同指令控制输出端控制着供电源通断。微控器(CPU) TV/AV指令控制输出端控制着高频、中频载波信号系统电源通断；增添 了一个有信号有光有声、无信号无光无声功能的自动有无信号检测控制 电路和微控器(CPU)中有声无光或有声有光功能指令控制输出端(Pe) 各自独立控制着原本视频信号中场扫描前级和解码器供电源通断。

本发明同已有技术相比，具有性能价格比显著高于已有技术优点。 具体有益效果详见下文电路特征及作用方式和理论分析进行详细说明。

下面先对电路图名称和图示目的内容作简要的图面说明：

说明书附图共有23幅。电路图仅描述本发明革新技术部分能区别于 已有技术突质性特征，所以尽量不画已有技术成果。电路图形和文字符 号在说明书未附加说明的均按通行贯例或同际标准解释。图1是本发明 整体基本原理图，其它22幅均为局部图。电路中开关稳压器可以连接成 串联感抗阻波降压式或者磁感变压式两大类型的开关稳压器。如果把电 力电网交流电源整流滤波器(Z)低电位端 与开关电源调整管(QV) 发射极相连结的低电位端 相连接，并且与开关稳压器主输出端 不相连结呈绝缘断态关系，则构成磁感变压式开关稳压器；如果把取源 电力电网交流电源整流滤波器(Z)低电位端 同开关稳压器主输出端 上滤波电容(CM)低电位端 相连结，并且把开关电源调整管(QV)发 射极低电位端 同开关稳压器主输出端上的滤波电容(CM)高电位端 (mf)相连接则构成串联感抗阻波降压开关稳压器。图2图3表示不同连 接关系串联感抗阻波降压开关稳压器；图3、图4还表示出串联开关稳压 器主输出端 两端增添了自激开关电感式变换器用于释放串联开 关稳压器主输出端能源返回或直接供电冷机芯系统中，可消除串联开关 稳压器空载自关缺点；图5、图6、图7分别都是遥控“DCON/OFF”或 “ACOFF”功能转换选择装置有关电路；图10是开关电感式行同步一致 通过检测控制器；图11、图12是行场双时间常数开关电感式同步头振幅 钳位分离电路；图13是自动微调开关稳压器主输出端稳压电压，在无光 栅时自动下降应需要求电路；图14至图20都是阻容耦合的控制解码器和 场扫描前级供电源通断电路；图21是全功能过载自动保护检测控制电路； 图22图23，表示沿用已有的开关稳压器遥控供电源实施说明举例；图8、 图9，表示沿用继电器(K)及其连结的控制管(VK)遥控全关机时所改 进的电路图，说明书和电路图中“1”指高电位逻辑指令，“0”指低 电位逻辑指令。

下面结合电路图详细说明发明革新技术方案和实施方式。凡是上文 已讲述就不再重述，主要讲述革新技术电路区别于已有技术突质性特征 (包括电路结构和理论分析和具体的有益效果)也是实现本发明最好方 式详细说明。

涉及彩色电视机供电源及其电压控制供电源通断的彩色电视机供电 系统，除前文所讲的必备基本特征外还包括下面优选电路详细特征。

与回扫变压器(FBT)原初线圈必有牵连的行扫描电路正常应需的 开关状态后，从开关稳压器主输出端 经直接取样电路(RP)同 电阻(R2)稳压管(VD2)相串接的基准稳压电路(VD2)进行相比较产 生误差控电压，经比较放大管(A2)及其集电极负载电阻(R12)相串 接的倒相放大比较误差控制电压电路后控制着与电感器(T1)原初线圈 (fn1)必有牵连的放大调阻管(A1)控制端上基射结回路，使该放大 调整管(A1)输出端上集射支路等效压控可变电阻值大小，跟随着直接 取样的开关稳压器主输出端 输出电压高低呈相同变化规律关系； 电感器(T1)原初线圈(fn1)和放大调阻管(A1)输出端集射两极所 构成的压控可变电阻各自串接后，其供电取源于回扫变压器(FBT)次 级感应线圈③④经过串接与回扫变压器(FBT)原初线圈通断相反的二 极管(UI)反极性整流后输出开关状态的行逆程整流脉冲供给后，构成 振幅调制磁路耦合感应载波器；电感器(T1)原初线圈(fn1)在其串 接振幅调制功用的压控放大调阻管(A1)调节下，使电感器(T1)原初 线圈(fn1)两端供电取源于回扫变压器(FBT)次级感应线圈反极性整 流后得到行逆程脉冲供电压中交流感抗电压降振幅高低和所存贮的能量 大小跟随着开关稳压器主输出端 输出电压高低变化规律关系相反； 被振幅调制着的电感器(T1)次级感应线圈通过串接与原初线圈(fn1) 通断相反的二极管(Vb)反极性整流后倒相变换成稳压应需的行正程脉 冲，供电连接于开关电源调整管(Qv)控制端上基射结形成回路，激励 推动着开关电源调整管(Qv)处于正常工作稳压应需的开关稳压状态。 当开关电源调整管(Qv)饱和导通过程中，其控制端上基射结取源电感 器(T1)次级感应线圈供电能量，不足维持饱和导通状态进入线性可控 的放大区瞬间时，由取源开关电源变压器(T)次感级与初线圈(fn) 通断相同的正反馈绕组串接电阻(Rb)电容(Cb)构成定时元件后供电 连接于开关电源调整管(QV)控制端基射结所形成的正反馈绕组环路， 起迅速截止关断开关电源调整管(QV)功能作用，可减少导通转为关断 瞬间功耗。

当回扫变压器(FBT)必有牵连的行扫描电路停止工作处于常久截 止关断状态时，不能进行开关稳压状态，回扫变压器(FBT)和电感器(T1 )无感应电动势产生，所以开关稳压器无它激式稳压作用。当切断供 电开关电源调调管(QV)基射结的起动电源后，不能产生自激开关电感 式振荡，开关稳压器及其所有负载处于常久载止全关断状态，等效全关机 “ACOFF”效果。当用手按动起动开关(STQ)接通开关稳压器输入端上 起动电源或者以后有感应后生的续接维持起动电源供电给开关电源调整 管(QV)基射结时，并且开关稳压器输出端有必要的负载接通回路前提 下，与开关电源调整管(QV)和开关电源变压器(T)及其必有牵连的 正反馈绕组环路和起动电源构成一种不受稳压控制电路控制、无稳压效 果的自激开关电感式振荡器，也就是自激开关变换器，其开关电源变换 器(T)次感级通过串接与原初线圈fn通断相反的二极管反极性整流滤 波后能代换遥控专用的工频交流电源变压器及其次感级整流滤波装置功 能，用于整机开机启动行扫描电路正常工作和行扫描停止工作后能供电 给微机遥控装置待机状态必备应需的专用电源。所以，该发明要素变更 很大，其正反馈绕组网络与已有技术要求完全相反，在仅有微控器CPU 通电工作的待机状态这种轻载场合下，此自激式开关变换器主输出端 输出电压在电力电网交流电源额定供电压正常前提下，低于整 机正常工作稳压后额稳压输出电压值，是行扫描正常后稳压输出电压30％ ～65％，此自激开关变换器中的开关电源调整管QV饱和导通期间和截止 关断期间分别比行扫描正常工作进入开关稳压状态适应电力电网交流电 最高交流电压输入时，开关电源调整管QV饱和导通期间还要短，截止关 断期间还要长，此自激开关变换器输出端负载电流和功率变化时，引起 路端电压变化很大，此自激式开关变换器在行扫描停止工作后，固有自 激开关脉冲中周期或频率分别趋近于行扫描同步保持范围最高或最低极 限。

上述稳压原理要点：仅能在行扫描正常后，才能进行开关稳压状态。 由取样、基准、比较放大误差电压路所构成的开关稳压器控制电路不直 接控制开关电源调整管(QV)而采用调制一个与电感器(T1)原初线圈 必有串接的放大调阻管A1控制端，使其输出端等效可变电阻值大小跟随 开关稳压器主输出端 高低变化规律相同，使供电取源回扫变压 器(FBT)次感级通过二极管U1反极性整流输出开关状态的行逆程脉中 供电给电感器(T1)原初线圈两端所形成的交流感抗电压降跟随与其串 联放大调阻管A1输出端集射两极等效压控可变电阻值大小呈相反变化规 律，由该电感器(T1)磁路耦合原初线圈产生交变磁场，通过电磁感应 进行功率传递，使其次感级通过串接二极管(Vb)反极性整流后变换稳 压应需行正程开关脉冲进行稳压的。简单地说，用回扫变压器次感级反 极性整流出行逆程脉冲，经过振幅调制磁感载波器变换后它激开关电源 调整管处于应需要求的开关稳压状态。

本发明同已有技术相比不同点和有益效果在于：已有技术自激开关 稳压器都是强制缩短自激开关电源调整管在饱和导通期内正反馈网络RC 充电时间常数方法，直接或间接强制缩短自激开关调整管固有自由导通 期很长的饱和状态提前进入截止关断期方式进行稳压的，由于取源开关 电源变压器次级正反馈绕组供电开关电源调整管基射结环路具有与原初 线圈通断相同的同极性互感式特点，有削减原初线圈导通时感抗值引起 原初线圈电流增大缺点，在开关调整管转为截止时，正反绕组产生很大 的自给负偏压易反偏击穿开关调整管基射结及其有关元件。正反馈绕组 环路功率大，特别是浪费导通开始时激励功率，稳压适应范围要求越宽， 正反馈绕组环路功耗越大，加之常态下，由于开关稳压器输入端电压远 高于输出端，所以已有技术开关调整管最大导通期与周期比值，也就是 最大占空比难以超过0.6。理论上自激型开关变换器最大占空比也就是 自激固有的占空比越小越好，但是，串联感抗阻波降压式开关稳压器要 求的占空比[等于输出电压/输入电压]比磁感变压式开关稳压器要求的 占空比[等于输出电压与输入电压和输出电压之和后比值]要大的多，因 此已有技术中，串联开关稳压器正反馈绕组功耗比磁感变压式开关稳压 器要大，易击穿开关调整管基射结及其它元件，所以已有技术稳压原理 对串联降压式开关稳压器不利发挥它的高性价比优点，对磁感变压式开 关稳压器也不能发挥出它即升压、又可降压的优点。本发明的开关稳压 器正反馈绕组完全不参与稳压作用，它仅用于开机启动行扫描工作和行 扫描停止后用于待机状态下必备遥控电源所需的自激开关电感式振荡， 行扫描正常工作后有加速缩短开关转换时间期作用，它的饱和导通期极 短暂，关断截止期极长，功耗极小。理论上任何工作于开关状态的脉冲变 压器，其次感级线圈通过串接与原初线圈通断相反的二极反极性整流后 必然使次感级必有牵连的电路和原初线圈必有牵连的电路，工作状态互 不影响，可以起到缓冲隔离作用，由于原次线圈一通一断，交替工作，磁路 中始终有磁通通过，所以磁通量变化率小，不易产生高频寄生振荡和自感 电动势危害电路优点，电路稳定可靠性极高，这同上述正反馈绕组相反。 本发明它激开关调整管控制端能量来源开关电源变压器次感级反极性整 流供电给回扫变压器原初线圈上电路，再通过次感级反极性整流后，供 电给电感器(T1)原初线圈，再通过反极性整流后它激开关电源调整管， 途中经过三个变压器能源转换，振幅调制时，处于开关电源调整管截止 状态中，这三个变压器及其必有牵连电路都具有功率放大作用的变换器， 有利于阻抗匹配，可达最高效率和最大功率传递输出，具有传输损耗小、 利用率高等优点，特别是与电感器(T1)必有牵连的振幅调制放大调阻 管(A1)在回扫变压器次感级行逆程整流脉冲作用下，导通期短达12微 秒，载止关断期长达52微秒，所以稳压振幅调制时流过放大调整管(A1) 电流和功耗极小，由于振幅调制的放大调阻管A1集射两极承受的行逆程 脉冲电压高，而且振幅、频率、脉宽是高稳定性，所以对于扩大振幅调 制放大调阻管(A1)集射两端动态电压变化范围大有利、具有稳压性能 好。而已有技术，开关电源正反馈绕组输出频谱随输入电源及负载波动 极不稳定脉冲，直接供电稳压控制电路和开关调整管基射结；稳压控制 是在开关调整管处于饱和状态直接使开关调整管基射结两端电压变化范 围在0至1伏范围变化，稳压控制处于大功耗、大电流、低动态变化范围， 这同本发明相反，所以已有的开关稳压器输入端供电压波动变化范围和 稳压效果不及本发明，本发明还能克服用回扫变压器次感级行逆程脉冲 直接供电开关调整管基射结形成短路大电流的强制触发才能达到稳频调 宽稳压式开关稳压器缺点。本发明的开关稳压器输入端供电压上升到最 高极限时，放大调阻管(A1)截止，失去稳压作用，这时若起动开关按 钮(STQ)处于断开状态，必然具有过压自动全关机优点，当电力电网 交流电源电压下降到最低极限时，放大调阻管(A1)饱和导通，电感器 原初线圈直接全部取源回扫变压器(FBT)次感级行逆程整流脉冲感抗 交流电压降和充磁储能最大，通过次感级反极性整流变换倒相成行正程 脉冲，能使开关电源调整管饱和导通期长达52微秒、截止关断期12微秒， 这样开关电源调整管电流占空比，也就是导通期占全周期比值可达0.8 以上，因此本发明可以使串联感抗阻波降式开关稳压器输入端电压高于 稳压后主输出端电压1.24倍以上仍能正常工作稳压输出，可以使磁感变 压式开关稳压器输入电压低到开关稳压器主输出端稳压后输出电压0.24 倍仍能正常稳压工作。这样的超宽范围稳压效果，克服了已有的串联开 关稳压器适应电网交流电源供电低压能力差的缺点；在应用于磁感变压 式开关稳压器而言，可以具有即可升压又可降压优点，可以减少电网直 接整流滤波器(Z)电容量，可以增大开关电源变压器原初线圈与主输 出端上次感级线圈匝数比，有利于降低成本和提高效率。对于串联感抗 阻波降压式开关稳压器而言，与开关电源调整管(QV)和感抗阻波器 (T)原初线圈必有相互串接的主输出端电容器(CM)两端引出后构成 开关稳压器主输出端 ，其主输出端能源大部分直接来源其开关 稳压器输入端经过串联通直阻交的感抗阻波器(T)原初线圈充磁贮能 所形成感抗交流电压降压后直接得到的，少部分来源于感抗阻波器(T) 次感级经过串接与原初线圈通断相反的续流二极管(Vm)反极性整流电 容(CM)滤波形成回路后感应得到的，其开关电源调整管QV基射结电位 悬浮高于开关稳压器主输出端电容(CM)两端电位，所以不易于直接稳 压控制，所以常采用[图3]那样同主输出端连接的原初级充磁能与次感 级放磁能分开的两个线圈感抗阻波器，以便于开关电源调整管发射极电 位恒等于主输出端高电位端(mf)，由于本发明稳压控制电路仅与电感 器(T1)原初线圈必有牵连的放在调阻管A1控制端牵连，而开关电源调 整管基射结仅与电感器次感级线圈必有牵连，利用电感器(T1)磁路耦 合可以悬浮隔离优点，最好把[图3]中，与串联开关电源主输出端必有牵 连的感抗阻波器(T)充磁能原初线圈与释放磁能次感级线圈共同合并 一个主输出端线圈的感抗阻波器，参见图2，优点线圈匝数少、利用率 和效率高，降低成本，使电路连接关系更精巧简炼。

任何串联感抗阻波降压式开关稳压器，包括工频交流电源输入的晶 闸管整流稳压器，其主输出端电容CM两端必须接通释放电场能贮存电荷 的负载形成回路后，才能持久地工作，否则有空载自关的特性，这不利 于开机启动行扫描工作和无法待机缺点。在串联感抗阻波降压式开关稳 压器主输出端 供电给一个自激开关电感式矩形脉冲振荡器，构 成能代替工频交流电源变压器及其次感级整流滤波装置功能的电子开关 变换器，由变压器(T4)原初线圈fn4和开关振荡管QV4输出端上集射极 支路相串联后，其供电取源于跨接串联感抗降压式开关稳压器主输出端 电容(CM)两端 构成回路，通过取源变压器(T4)次感级与原初 线圈(fn4)及其必有牵连的开关振荡管(QV4)通断相同的正反馈绕组 经串接由电阻Rb4电容(Cb4)构成定时元件后自激供电给开关振荡管 QV4控制端上的基射结构成正反馈回路，并且，在供电取源于开关稳压器 主输出端 引出经过串接通源主偏置的降压起动电阻(R4)支路后供 电给开关振荡管QV4基射结形成回路的起动电源共同作用下，产生自激 开关电感式振荡，释放串联开关稳压器主输出端滤波电容存贮的能源经 磁路耦合变换后由该变压器(T4)次感级线圈通过串接与原初线圈通断 相反的二极管反极性整流电容滤波后供电转接给与电力电网交流电源火 线和零线都不相连结的冷机芯系统供电源及其负载电路。消除行扫描停 止工作后串联感抗降压式开关稳压器主输出端空载自关特征，有利于开 机启动行扫描正常工作或进入待机状态。参见图3、图4、图1，变压器 (T4)次感级经过串接与原初线圈通断相反的二极管(U42)反极性整 流电容(C42)构成回路滤波后供电给冷机芯系统供电源及其负载电路 时，该滤波电容(C42)高电位端可连接串联放大调阻式稳压器输入端 上的放大调阻管(A7)集电极和电阻(R7)交接处，或者连接二极管 (U25)整流电容(C25)滤波交接的高电位端E点。可以控制或不控制 开关振荡管(QV4)仅能在行扫描停止后才能自激振荡，控制时可以取 源回扫变压器或行推动变压器次感级通过串接二极管(U43)反极性整 流电容(C43)滤波后通过控制管(V4b)反相输出后控制开关振荡管 QV4基射结在行扫描正常工作间处于常久的截止关断状态；[图4]取源回扫 变压器或行推动变压器次感级通过串接二极管(U44)反极性整流电容 C44滤波后，使电容C44高电位端连接开关振荡管QV4低电位端，该电容 C44低电位端通过串接电阻R44后同启动电阻R4和开关振荡管QV4基极支 路b4交接点上相连接，当行扫描正常工作后，电容C44直接产生相对于 开关振荡管基射结而言的负偏压使开关振荡管QV4处于常久截止状态， 功效同上述一样。

行扫描停止工作后，开关稳压器必须要增设感应后生续接维持起动 电源供电给开关电源调整管基射结回路后才能产生自激开关电感式振荡， 使开关电源变压器次感级产生专供待机状态必备遥控电源，否则松开起 动开关STQ后整机处于全关机状态。在稳压后供电给微机遥控装置的供 电源5V两端，增添供电给一个受微控器CPU控制的开关电感式脉冲振荡 器，构成能代替工频交流电源变压器及其次感级整流滤波装置功能的电 子开关变换器，由变压器(T5)原初线圈(fn5)和开关振荡管QV5输出 端集射极支路相串接后，其供电取源于(跨并接在)稳压后供电给微机 遥控装置的供电源5V两端，通过取源变压器(T5)次感级线圈与原初线 圈(fn5)及其串接的开关振荡管QV5通断相同的正反馈绕组，经过串接 电阻(Rb5)电容(Cb5)后，自激供电给开关振荡管QV5控制端上基射 结构成自激振荡的正反馈环路，该正反馈环路能否自激振荡受有无起动 电源控制，而开关振荡管QV5控制端上基射结所必备的起动电源来源于 微控器(CPU)控制行振荡供电源通/断(ON/OFF)指令控制输出端Pr， 通过串接起动电阻R5降压后，作为开关振荡管QV5自激振荡时的起动电 源，供电给开关振荡管QV5控制端上基射结形成回路，该开关振荡管QV5 控制端上基射结还受任可选择的DC“ON/OFF”或“ACOFF”功能选择 转换控制输出端通过串接二极管(V51)P区半导体引出端连结开关振荡 管QV5基极(V5b)或者通过控制三极管V53控制端基射结激励该三极管 V53输出端集射两极并联在开关振荡管(QV5)控制端上基射结两端，达 到控制着开关振荡管QV5及其必有牵连的变压器(T5)是否产生自激开 关电感式振荡，由变压器(T5)次感级线圈通过串接与原初线圈通断相 反的二极管(U52)反极性整流电容(C52)构成回路滤波后，该滤波电 容(C52)两端有无电压控制着开关稳压器中开关电源调整管(QV)在 按动起动开关按钮(STQ)松开关断后是否进行应需的“DCON/OFF”状 态或全关机状态。该滤波电容(C52)两端有无电压作为行扫描停止工 作后有无感应后生维持续接开关稳压器起动电源时，从该电容(C52) 高电位端引出通过串接降压限流偏置电阻(R1)隔离二极管(V1)后， 供电给开关电源调整管QV控制端上基射结形成回路，达到控制着开关稳 压器和整机在按动开关按钮STQ松开关断后，是否进行开机/待机状态或 全关机状态。变压器T5次感级还增添一组线圈通过串接与原初线圈通断 相反的二极管U53反极性整流后供电给微机遥控装置的供电源5V两端， 用于释放变压器T5原初线圈贮存多余的能量，由次感级返回到输入端。 (参见图5、图6、图3、图1)。

当用于按动起动开关STQ后，微控器CPU供电源指令控制端Pr输出行 扫描正常工作低电位0开机令“DCON”时，经过串接隔离二极管VPH整 流后连结控制管VH基射结回路，因正常工作时指令控制端Pr无电压，则 开关控制管VH处于截止关断状态，不影响与开关控制管VH输出端集射两 极并联的稳压管VDH正常稳压工作状态，从而使行振荡供电源接通供电 给行振荡级正常工作，进而使整个行扫描和开关稳压器处于正常应需的 开关状态；由于微控器输出行扫描正常工作的低电位“0”开机令时使 开关振荡器QV5无法取源到自激振荡必备起动电源必定使开关振荡管QV5 处于常久的截止关断状态，变压器(T5)次感级不能产生开关稳压器感 应再生续接维持起动电源。由于开关电源调整管QV短暂截止关断时，主 输出端滤波电容CM两端电压不能突变，行扫描电路仍会正常工作，直接 由回扫变压器次感级行逆程整流脉冲经过磁感载波器变换后，它激开关 电源调整管QV仍能处于正常工作应需要求的开关稳压状态。当电网供电 中断时，主输出端电容CM放完电后，行扫描不能工作必定自动全关机； 当过载保护电路过载时输出高电位“1”过载控制电压使开关控制管VH 处于饱和导通状态时，其控制管VH输出端集射两端钳位短路同它并联的 稳压管VDH两端为低电位“0”，切断了行振荡供电源和高中频载波信号 系统供电源，必定使整个行扫描停止工作处于常久的截止关断状态。由 于过载保护电路输出高电位过载信号“1”时不能反向通过串接的隔离 二极管VPH改变微控器原有输出行扫描正常工作开机令“0”，所以与变 压器T5和开关振荡管QV5仍处于原有的常久关断状态，不能通过磁路耦 合产生供电开关稳压器起动电源，当用于按动起动开关STQ接通时，必 定处于暂时待机状态，松开起动开关STQ关断后必定自动全关机。当用 手按动起动开关STQ时、微控器CPU输出高电位“1”关机令“DCOFF”时， 经过串接隔离二极管VPH单向整流后，使开关控制管VH处于饱和导通状 态，其反相输出端集射两端钳位短路了稳压管VDH两端为低电位“0”， 切断了行振荡级供电源和高中频载波信号系统供电源正常供电，使行扫 描电路处于常久关断状态，场扫描前级和解码器无信号又自动关断，这 时主机电路板都不能工作。但是在微控器CPU输出高电位“1”关机令， 时关断非遥控部分的主机电路板负载供电时，也同时直接经过起动电阻 R5支路降压后供电给开关振荡管QV5基射结作为起动电源，在正反馈网 络共同作用并且在DCON/OFF或ACOFF功能选择控制端转接需待机场合下 时，使与开关振荡管QV5和变压器T5原初线圈fn5必有牵连的电路产生自 激开关电感式振荡，由磁路耦合使次感级产生感应电压供电给开关调整 管基射结作为行扫描电路停止工作后感应再生续接维持起动电源，使开 关稳压器在按动起动开关STQ再松开后，能使开关稳压器产生不受稳压 控制的自激开关电感式振荡，进而使开关稳压器输出端正常供电给待机 状态时微机遥控装置正常工作所必备应需的遥控电源。当在DCON/OFF或 ACOFF功能选择控制端转换需全关机时，上述与开关振荡管QV5牵连的电 路不能产生自激开关电感式振荡，在按动起动开关STQ再松开后必定全 关机。

本发明可以使彩电微控制器CPU含有一个供电源通断(ON/OFF)指 令控制输出端Pr，任随人意选择具有“ACOFF”或“DCON/OFF”功能， 现以图6为例说明控制过程，把控制管V53控制端上基射结通过串接限流 电阻后供电取源于受微控器CPU TV/AV指令输出端控制通断的高中频载 波信号供电源输出端。当开机正常工作处于天线高频载波接收状态即TV 状态时，控制着开关三极管V53处于饱和导通状态，其三极管V53输出端 钳位短路了同它并联的开关振荡管QV5控制端基射结处于低电位“0”， 当微控器输出高电位“1”关机令“OFF”切断行振荡供电源和高中频 载波信号供电源并且供电给开关振荡管QV5自激振荡的起动电源瞬间时， 由于高中频载波系统供电源输出端滤波电容最很大两端电压不能突变， 使高中频载波系统供电源输出端电压仍能继续延迟供电给负载工作一会 儿，使控制管V53仍处于饱和导通状态，仍会短路钳位开关振荡管QV5基 射结处于低电位“0”的常久截止关断状态，所以不能使开关振荡管QV5 产生自激开关电感式振荡，则开关电源调整管QV及整机负载必定处于全 关机状态，全关机后，高中频载波信号系统供电源输出端上滤波电容放 完了电荷不再有电压出现，所以控制管V53必定处于截止关断状态，不 影响下次手动开机时开关振荡管QV5产生自激开关电感式振荡使整机自 动处于待机状态；如果用户需要下次能遥控开机的待机状态，预先使整 机正常工作于接收音/视原本信号状态，即AV状态，片刻后，则高中频 载波信号系统供电源输出端上滤波电容缓慢放完了电荷不再有电压出现， 使控制管V53处截止关断状态不影响遥控关机时微控器输出高电位“1” 关机令供给开关振荡管QV5起动电源产生开关电感式振荡，使整机处于 待机状态。所以AV状态仅能遥控待机，TV状态仅能遥控全关机，全关机 后下次手动开机时自动成为开机状态。所以AV状态要想全关机预先使电 视处于TV接收状态片刻后再遥控关机，TV状态要想DCON/OFF预先转为AV 状态片刻再遥控待机状态。

本发明中的遥控全关机或待机方法通用于各种类型彩电，如果有的 开关稳压器增添起动开关按钮STQ，在按动后松开，不任行扫描电路是 否工作都无需再增设感应再生起动电源仍能自激开关振荡，所以行扫描 停止工作后不能全关机，仅能待机，除非电网供电中断才会全关机，可 以利用图5、图6电路稍改动一下，增添一个三极管，使该三极管集电极 连接开关电源调整管基极、发射极同开关调整管发射极连接，基射结分 别同滤波电容(C52)高低电位端相连接，把图中Pr端改接在隔离二极 管(VPH)N区半导管体引出端，二极管(V51)N型半导体端PDA可以接 高中频载波信号系统供电源输出端高电位端上，达到开关振荡管QV5自 激振荡时处于全关机状态，停振时处于DCON/OFF状态，这同本发明开关 稳压器相反。图7运用于按动起动开关STQ开机启动行扫描工作后，仍需 感应再生续接维持起动电源长期供电给开关电源调整管才能工作，由微 控器中两个以上的指令输出端各自经过串接隔离二极管V54、V55后，构 成或门逻辑功能电路，只要有一个指令控制端是高电位都能使开关振荡 管QV5产生自激振荡，处于“DCON/OFF”，除非各路输入端都是低电位 “0”才能使开关振荡管QV5常久关断处于全关机状态，图5、图6、图7 相相应的PDA端、PAC端、PAD端要求在遥控全关机后，下次手动开机按 动起动开关按钮(STQ)时，原有的指令控制电位数值要有相反的变化， 使整机处于DC/OFF状态，否则手松开起动开关按钮STQ无法开机；Pr端、 Po端、PA端电位可在遥控全关机后下次手动开机时，有保持上次全关机 时原有电位数值，也可以相反的变化；图中场效应管漏源两极必须在行 扫描工作前处于短路导通状态，行扫描工作后处于常久关断状态，所以 其栅源端供电压可取源回扫变压器次感级反极性整流滤波后供给或取源 高中频载波信号系统供电源输出端供给；图中PO或PA端及其场效应管等 元件与PDA、PAC、或PAD端是任可选择其中之一的待机与全关机功能选 择转换控制端，可以取源连接于微控器CPU非模拟量指令控制输出脚或 受微控制器CPU控制通断后的高中频载波信号系统供电源输出端。

开关稳压器主输出端 除增设由开关振荡管QV4和变压器T4 串接的开关电感式振荡器变换能量外转回冷机芯系统外，仅能专门唯一 供电给与回扫这压器(FBT)原初线圈必有连接的行输出级，使与回扫 变压器FBT原初线圈行推动变压器(T3)次感级必有连结的行输出级作 为开关稳压器主输出端 唯一仅有的负载，使采用串联感抗阻波 降压式彩电，达到以行推动变压器(T3)原初线圈为核心及其它有牵连 的冷机芯系统和以行推动变压器(T3)次感级、回扫变压器FBT原初线 圈、及串联开关稳压器主输出端 必有牵连电路不相连结呈悬浮 隔离的断态绝缘关系，构成彩电串联开关电源冷机芯供电系统特征；使 采用磁感变压式开关稳压器主输出端滤波电容CM低电位端同开关电源 变压器次感级⑥⑦绕组通过串接与原初线圈通断相反的二极管U7电容C7 滤波输出最高电位端相连接，使滤波电容C7同主输出端电容CM两端同向 叠加升压后供电给显像管阴极电源，具有节能降本，减轻回扫变压器负 担优点。

开关电源次感级圈⑥⑦中间抽头引出⑤⑥端，通过串接与原初线圈 通断相反的二极管U25反极性整流电容C25滤波构成回路，该滤波电容C25 两端输出能源：一路直接供电给与行推动变压器T3原初线圈必有牵连 的行推动级采用自举开压式结构作为自举开关升压输入电源用；一路直 接经串联放大调阻式稳压器稳压5V后，并且会同对映着行扫描正常工作 后取源回扫变压器FBT次感级经过串接与原初线圈通过相同的二极管U5 正程整流电容C5滤波后，输出相同电压的滤波电容C5两端相合并交接于 一体，供电给微机遥控装置、音响效果器、需5V供电的行振荡等多种应 需5V供电源负载；一路经过受微控器CPU和过载保护检测电路控制通断 的调阻降压式稳压器稳压后供电给开关式行振荡电路。⑤⑥绕组还分别 经过串接二极管反极性整流后电容滤波分别供电给伴音功放和场输出级， 附图中，“音”指伴音功放，“场”指场输出级。高中频载波信号系统 供电源和场扫描前级供电源供电，可以取源开关电源变压器T次感级线 圈通过串接与原初线圈通断相反的二极管反极性整流电容滤波后供给， 也可以取源于回扫变压器FBT次感级通过串接与原初线圈通断相同的二 极管U68正程整流电容C68滤波后供给。图1中，场扫描前级和解码器供 电源串接受微控器CPU和有无信号检测控制通断的供电源控制管V8才能 构成回路，电源控制管V8集电极可以连结开关电源变压器T次感级通过 串接二极管U8反极性整流电容C8滤波交接的高电位端上，也可以连结回 扫变压器FBT次感级串联二极管U68和电容C68滤波输出高电位端交接点 上；高中频载波信号系统受微控器(CPU)TV/AV指令控制端控制通断的 高中频载波信号系统供电源控制管A6集射极才能构成回路，该电源控制 管A6集电极可以连结上述的滤波电容C8高电位端，也可以连接滤波电容 C25高电位端，也可以连接滤波电C68高电位端，当高中频载波信号系统 供电取源回扫变压器次感级能源时，可短接去除二极管V61，去除二极 管V62支路；当场扫描前级和解码器供电源取源回扫变压器次感级能源 时，可以去除稳压管VD8支路。由电阻RH和稳压管VDH构成调阻降压式稳 压电路，可以附加放大管构成串联调阻放大降压式稳压器，使放大管基 极连接电阻RH和稳压管交接点，集电极连接二极管U25电容C25交接点E 端，再通过由发射极输出给开关式行振荡电路才能构成回路。图1中， 由电阻阴R7和稳压管VD7及放大管A7构成的串联放大调阻降压式稳压器， 有利于开机快速启动行扫描正常工作，可以把放大调阻管A7集电极和电 阻R7改接在变压器TX次感级串接二极管U42反极性整流电容C42滤波交接 的高电位端上。与行推动变压器T3原初线圈必有连结的行推动级采用高 效率低损耗的自举开关升压式结构，行推动变压器T3原初线圈始末两头 一端I接自举开关升压电容C3高电位端，另一端II接行推动级开关管QV3 集电极，中间引出一个抽头III接自举开关升压二极管(U3)N区半导体 引出端，二极管(U3)P区半导体引出端接自举开关升压电容C3低电位端 交接于E点处的自举开关升压输入电源上，开机启动时，在行振荡为主 的前置开关电路处于正常所需开关状态驱动行推动管QV3处于开关电感 式状态下，使取源滤波电容C25两端电压经自举开关升压式结构行推动 级升压变换到行推动变压器T3原初线圈在开起动过程中应需要求电压， 行输出级和开关稳压器正常工作后，由取源回扫变压器FBT次感级行逆 程脉冲经过串接与原初线圈通断相反的二极管U4反极性整流后供电连接 于自举开关升压电容C3高电端和行推动变压器T3原初线圈I交接处，使 正常工作后行推动变压器T3原初线圈有连结的行推动级供电应需能源主 要取源以回扫变压器FBT次感级行逆程整流脉冲供电为主，并且继续保 持着开机启动所必备的自举开关升压输入电源E端正常供电，通过自举 开关升压式结构变换升压后，原由起动为主功能自动转变为减小行输出 管QVm开关损耗为主功能。取源回扫变压器FBT经过串接二极管U13反极 性整流电容C13滤波输出电压-30V供电给需负电压场合下需用。

涉及过载保护电路(参见图21)。开关稳压器主输出端 负 载电路是行输级时电流过载保护电路，采用取源开关电源变压器T次感 级线圈通过串接与原初线圈通断相反的二极管UP反极性整流后再串接由 电容CP电阻RPr相并联的检波电路构成回路，在该检波电容CP高电位端 引出串接一个额定正常工作状态常久载止关断无输出、过载立即短接导 通输出高电位控制电压的压敏开关器后，再顺向串接着隔离二极管VP整 流后，连接着能控制行振荡供电源通断的行振荡供电源通断控制管VH基 极和微控器CPU供电源通断ON/OFF指令控制输出端Pr经过顺向串接隔离 二极管VPH整流后交接点OVP上，当开关稳压器主输出端 供电连结的回 扫变压器FBT原初线圈必有牵连的行输出级电流过载时，开关稳压器除 主输出端仍能稳压输出电压外，其它次感级输出端感应电压会升高，当 检波电容CP电压升高达到一定程度时立即使该检波电容(CP)高电位端 上连结着的压敏开关器由正常工作常久关断状态立即转为短接导通状态 输出高电位的控制电压，经过隔离二极管VP整流后自动关断开关式行振 荡供电源。开关稳压器主输出端过压时、或者行振荡脉冲占空比不对、 均会使回扫变压器次感级整流滤波后电压升高，因此取源回扫变压器FBT 次感级通过串接与原初线圈通断相同的二极整管U57正程整流后，再经 电容C57电阻R57检波后构成回路，在该检波电容C57高电位端引出串接 正常工作时常久关断过载短接导通的压敏开关器后，再经顺向串接隔离 二极管V57整流后，交接于能控制行振荡供电源通断的行振荡供电源控 制管VH基极OVP点上；取源回扫变压器次感级超高压过载取样绕组，通 过串接与原初线圈通断相反的二极管UX反极性整流后再串接电容CX电阻 RX相并联的检波电路构成回路，在该检波电容CX高电位端通过串接正常 工作常久关断过载立即短接导通的压敏开关器后，再经串接二极管VX整 流后交接于行振荡供电源通断控制管VH基极OVP点上。显像管CRT束电流 过流保护采用取源回扫变压器FBT次感级超高压绕组(HV ABL)低电位 端ABL通过串接专供显像管CPT束电流过载保护取样检测用的感抗检测线 圈L2原初线圈fnL2后才接冷机芯系统公共端上，在感抗过流检测线圈L2 次感级或由原初级直接抽头引出经过串接与原初线圈通断相反的二极管 Ua反极性整流后，交接于上述过载检波电容CP、C57、CX任意一个过载 检波电容高电位端后，由该感抗过流检测线圈另一端和该检波电容低电 位端所连结的冷机芯系统公共端构成回路。除与开关稳压器主输出端 及其与回扫变压器FBT原初线圈必有牵连的行输出级外，其它所有的与 电力电网火线和零线不相连接的冷机芯系统公共端通过串接专供冷机 芯负载供电源过流取样检测用的感抗检测线圈L3原初线圈fnL3后连接于 取源开关电源变压器T次感级和回扫变压器FBT次感级线圈低电位端上公 共端( )，在感抗过流检测线圈L3次感级引出或直接由原初线圈自 耦抽头引出通过串接与原初线圈通断相反的二极管UPC反极性整流后， 再串接上述过载检波电容CP、C57、CX任意一个过载检波电容高电位后， 由该检波电容低电位端和该感抗过流检测线圈另一端所连结的公共端 构成回路。上述各种过载保护电路分别通过隔离二极管VP、V57、VX整 流后同来源微控器CPU供电源通/断(ON/OFF)指令控制输出端Pr通过隔 离二极管VPH整流后合并交会接OVP点构成“或门”逻辑功能，其同控制 着行振荡供电源通断，任何一处过载均会使OVP点输出电位升高，直接 使行振荡供电源载止关断，进而连环地使整机所有电路都呈全关机状态 或待机状态。图中，可在过流专用的感抗检测线圈原初线圈两端各并联 一个通高频阻低频的小电容，可用于消除流过感抗线圈开关状态脉冲电 流前沿和后沿中高频成份产生高频感抗压降干扰。本发明的过载保护电 路，功能全、稳定可靠性高，灵敏度高、特别是过流保护，没有采用串 接有功耗的电阻作为过流检测元件，所以既具有省电又减少电路中许多 个串联限流电阻个数，减少了焊接点。采用感抗线圈作为过滤检测时， 还兼有电感滤波限流效果，可防止刚开始整流滤波时，有浪涌冲击电流 对二极管危害。图中，电网直接整流滤波器Z低电位通过串接感抗过流 检测线圈L1；原初线圈fnL1接，由该感抗过流检测线圈次感级通过二 极管反极性整流后连接电容CX高电位端，该技术适用于已有技术中，从 主输出端间接取样的开关稳压器。由于本发明的开关稳压器主输出端具 有直接取样稳压低内阻优点，所以可去除过流感抗检测线圈L1有关电路， 直接使电容器Z低电位端接 。压敏开关器，可以选用稳压二极管， 单结晶体管、压敏电阻、电压比较器等元件构成。回扫变压器次感级正 程整流检测电路可以略去不用。

图1中微控器CPUTV/AV指令控制端输出低电位“0”为TV状，高电位 “1”为AV状态，控制管V6输出端集射极并联跨接在稳压管VD6两端后， 再通过串接通源偏置电阻R6供电取源于滤波电路C25两端构成回路，如 果高中频载波信号系统供电源取源开关变压器T次感级能源时，必须增 添两个隔离二极管V61和V62，使微控器(CPU)TV/AV指令控制端通过顺 向串接二极管V61整流后同控制管V6基极和二极管(V62)N区半导体端 相连，二极管(V62)P区半导体端可同二极管(VPH)两端中任意一端 相连接，如果取源回扫变压器次感级能源时，可去除二极管V62支路， 短接去除二极管V61。当微控器CPU指令低电位“0”TV状态时，控制管 V6处于常久截止关断状态，不影响稳压管VD6及其电源控制管A6正常导 通稳压工作，当微控器CPU指令输出高电位“1”AV状态时，使控制管V6 处于饱和导通状态，其集电极钳位短路了同它连结的稳压管VD6和控制 管A6基极为低电位“0”，使电源控制管A6集射极支路处于常久关断状 态，遥控关断行扫振荡电源必定关断高中频载波信号供电源。本发明优 点：可以省略TV/AV转换用的集成信号传输模拟开关电路，降低成本、 提高了效率，并且兼有有信号时任可无光无声的强制暂停功能，也可兼 有ACOFF或DCON/OFF功能转换选择控制功能。

如果再增设一个按动接通、松开关断的按钮串接在交流自动消磁电 路上，又增添一个按动断开，松开接通的按钮开关串接在显像管加速极 供电源回路，可以使这二个按扭同上文起动开关按钮STQ同步连动复合 在一起，在接通交流电源总开关后，再按动上述三个连动同步的复合按 钮几秒钟等消磁完毕后，松开即可工作，能延长显像管和消磁电阻使用 寿命。因为显像管必须切断加速极电压片刻后再使显像管阴栅电压上升 到最大值一段时间后，就能达到了显像管在灯丝正常工作预热后才有束 电流产生，就不会发生阴极未预热时发射电子能力易下降老化缺点。彩 电功耗大，特别是显像管功耗大，所以无信号时或有信号不中人意喜看 时，应当关断束电流呈自动无光无声或有声无光功能，只有使显像管阴 极电源必有牵连的视放级处于截止关断状态则阴栅电压升高到最大值， 显像管就无束电流，所以只要把视放级前置的解码器供电源切断，就能 达到使视放级处于关断状态，使阴极电压升高到无光栅状态；由于场扫 描电路功耗大，需无光栅时应同时把与场偏转线圈有牵连的场输出级前 级场扫描电路全部或部分供电源切断，就能达到场输出级停止工作的有 益效果。

控制场扫描前级和解码器供电源通断的电源控制管V8集射极通断是 构成取源回扫变压器或开关电源变压器次感级能源供电解码器和场扫描 前级必经回路，其控制端上基射结受有无信号检测电路控制和有信号时 受微控器CPU有声无光、有声有光功能转换指令控制输出端Pe控制并受 字符屏幕显示 控制着，无视频Vf信号、或需无光有声时电源控制管V8 基极为低电位“0”，使控制管V8处于截止关断状态；屏显 期间和有 视频信号时需恢复有光有声功能时指令，控制着电源控制管V8集射极短 接导通，使解码器和场扫描前级正常通电工作。图14至20都是阻容耦合 电路，图10至图13都是磁路耦合电路。图10，有无信号自动检测器，采 用视步信号Vf经振幅钳位式同步分离出来的行同步脉冲信号和取源回扫 变压器次感级经过串接与初线圈通断相反的二极管U6反极性整流后输出 行逆程脉冲供电给变压器T6原初线圈fn6和开关管QV6集射极相串接支路 构成回路，开关管QV6控制端上基射结信号取源振幅钳位式同步分离电 路分离出行同步信号，当行逆程脉冲和行同步脉冲都同时存在时，变压 器T6及其必有牵连的开关管QV6处于开关电感式状态，变压器T6次感级 才会有感应电动势产生，否则次级无感应电动势，由变压器T6次感级引 出多种应需绕组分别通过各自二极管反极性整流后可供解码器、自动增 益控制电路、高频调偕器自动频率微调电路、控制解码器和场扫描前级 供电源，及自动微调开关稳压电压值、行频触发等需要根据有无信号检 测控制专用，由变压器T6次感级通过串接与原初线圈通断相反二极管 U62电容C6滤波构成回路，如果解码器供电源取源回扫变压器次感级时， 该滤波电容C6高电位通过串接通源偏置电阻R8后连接电源控制管V8基极， 滤波电容C6低电位端直接连接控制管V8发射极，可去除稳压管VD8支路， 当解码器供电源取源开关电源变压器次感级时，必须保留图1中稳压管 VD8支路，并把滤波电容C6低电位端接冷机芯公共端。若需同步头朝下 的同步信号把开关管QV6改成PNP型，并把发射极连接高电位端，变压器 原初线圈一端接低电位端。开关管QV6基极上串接降压电阻后可接屏显 控制端或需有声无光/有声有光功能选择控制端Pe。来自视频信号Vf同 步分离电路采用行场各自双时间阻容时间常数开关电感式同步头振幅钳 位分离电路，由变压器Ts原初线圈fns可串接着开关管QVS输出端上集射 极后跨接入应需的供电源上，变压器TS次感级引出多种应需绕组分别通 过串接各自二极管反板性整流后作为行场同步信号并可直接兼有变压器 T6次感级各个绕组输出功能，也就是说它直接兼有无信号自动检测器全 部功能。图10，适用于同步头朝上的负极性视频信与Uf；图11，适用于 同步头朝下的正极性视频信号Uf；由于场同步凸出齿脉宽5.8倍余4，采 用阻容双时间常可以使行场各处于最佳状态，行同步期间可以认为二极 管VV和行频阻流圈XH断路使阻容时间常数小，场同步期间二极管VV和行 频阻流圈XH支路接入附加钳位电容CV和钳位电阻RV电路后正常工作使阻 容钳位放电时间常数大，电容CO二极管VO是抗干扰电路，电容CH和电阻 RrH、电阻RHV是行场共有的钳位电容和钳位电阻，阻行频电感线圈XH可 用电阻代替。图13，取源变压器T6次感级或取源变压器TS次感级经过串 接与原初线圈通断相反的二极管U63反极性整流电容C63滤波构成回路， 从该电容C63两端输出电压通过串接偏置电阻R63降压后，供电给放大管 (A63)控制端上基射结形成回路，激励该放大调阻管(A63)输出端上 集射两极并联跨接于开关稳压器中比较放大管(A2)基极与公共端 之 间，用于自动微调控制着开关稳压器取样电路，使开关稳压器在有信号 需光栅时正常供电，无信号时或需无光栅时，开关稳压器主输出端 电压自动下降到，使显像管灯丝供电电压有效值为有信号需光栅时正常 工作状态的95％。这对减轻回扫变压器次感级轻载后电压升高可能危害 显像管有利。图14至图22中电阻RT连结放大调阻管AT有同样的功用。图 14至图20都是阻容耦合电路，由钳位电阻RC和钳位电容CC、检波电容CS 和集电极电阻RSC以及开关管VS构成振幅钳位同步分离检波电路，输出 有无信号不同的指令，直接或通过反相器VS使控制管V88基极无光栅为 高电位“1”、有光栅为低电位“0”，暂停端Pe这里指需有声无光栅功 能指令输出电平，“Pe0”或“Pe1”指无光有声，使该指令端是低电位 “0”或高电位“1”；“ 1”或“ 0”指屏显时指令端输出高电 位1或低电位0；暂停端Pe经过串接隔离二极管VPe整流后控制，屏显 经过隔离二极管VOSD整流后指令控制，电阻R8b和R88分别是控制管V8 和控制管V88通源偏置电阻；电阻R8b可连接滤波电容C25高电位端。

本发明对运用已有技术的开关稳压器仍有很好的有益效果。可以多 增设一个取源回扫变压器FBT或变压器T5次感级经过串接二极管U5d反极 性整流电容C5d滤波后，该滤波电容C5d两端经过串接偏置电阻R5d后控 制着放大管Ad基射结，由该放大管Ad集射极并接在开关稳压器取样电路 分压电阻上，使行扫描停止工作后，主输出端电压下降到应需要求，见 图23。图22是运用于已有技术采用光电耦合器直接取样的磁感变压式开 关稳压器实施例，该图元器件有标记的是本发明改进增添的元件，放大 管Aac发射极可连接放大管AT基极，放大管Aac集电极可接高中频供电系 统供电源输出端，放大管Aac基极串接偏置电阻Rab后连接行振荡供电源 通断控制管VH基极和二极管VPH整流后交接处，AV状态需遥控待机时， 微控器CPU供电源通断指令输出端Pr经过二极管VPH整流后，其中一路通 过串接隔离二极管Vd整流、电阻Rd限压后，使放大调阻管AT集射极等效 电阻变小，通过光电耦合器使开关稳器处于待机状态；TV状态遥控全关 机时放大管AaC集射支路有电流使放大管AT处于饱和状态，通过光电耦 合器使开关稳压器无输出，可以引用图5电路，功效同样。如果没有采 用控制行振荡电源通断，仅控X射线也行，但必须要增添通过二极管VXS 整流后连接X射线防护起控自锁电路。本发明可以沿用传统的继电器全 关机方法，可任选用图8或图9中电路为好。可以把图22中放大管Aac发 射极断开改接图9所示的三极管VK基极上。

比上文电路特征除达到本发明目的显著优点外，电路构思还具有以 下的共性特点，发明者力求优化选用低成本、微功耗的开关电感式变换 器运用较多，尽力压缩减少故障高的电容器、电阻器个数和耗能性的阻 性电路功耗，力求减轻每个元器件承受实际工作时功率过截能力负担， 减少电流有效值和脉动振幅值，使整机电路效率高、损耗小。本发明力 求合理化提高电路和元器件最佳经济利用率，发挥电路应尽的兼用性能， 降低成本，效益显著，对各种机型通用适应性强，可直接配套各种多功 能视听设备。由于发明者力求精巧简炼电路和元件个数，尽量减少焊接 点，为使产品具有长寿命、高可靠稳压性、低故障可能性、提供了有利 条件。