本発明は、衛星ラジオローカライゼーション(radiolocalization)レシーバに関し、特に、一群の地理的なローカライゼーション衛星、例えば、GPSの衛星のような、GLONASSもしくはガリレオシステム、又は他の全地球型衛星航法システム(GNSS)によって生成されるラジオローカライゼーション信号を受信し、処理することに適応するラジオローカライゼーションレシーバに関し、しかしそれに限定するものではない。本発明は、さらに、適切なRFインタフェースによって提供されるラジオローカライゼーション信号の処理に適応した信号プロセッサユニットに関し、この信号プロセッサユニットは、専用のGNSS装置や、例えば汎用コンピュータ、PDA、又は携帯電話のような別のホストシステムに埋め込まれ得る。

全地球型航法衛星システム(GNSS)は、一般的に(generically)、アメリカによって操作される全地球測位システム(GPS)、ロシア連邦によって操作される全地球型周回軌道航法衛星システム(GLONASS)、及びヨーロッパ連合によって構築される、計画されたガリレオ測位システムを含む。

以下の記述及び例は、分かりやすさのために、しばしばGPSレシーバのみを言及するだろう。しかしながら、本発明がそのようなレシーバに必ずしも制限されず、しかしすべてのGNSSソース(source)も含み、発明が適用可能な他の将来のラジオローカライゼーションシステムに拡張できることは理解されるだろう。

GNSS無線信号は、1 GHz以上の無線周波数帯(radio spectrum)の部分に位置され、グラウンドで(at ground)-120 dBmオーダー(order)以下のパワーレベルを有し、一般に、ポジショニングとナビゲーションのためのレシーバに利用される、擬似ランダム符号バイナリシーケンスによって変調されるダイレクトシーケンス・拡散スペクトラム信号である。衛星のラジオローカライゼーションデバイスの一般的な機能は、周知であり、説明の中で簡潔に要約されるだろう。出願人の名における、国際特許出願WO06069489及びWO05003807,並びにヨーロッパ特許出願EP1198068及びEP16121054への参照が、さらになされる。

GPS(全地球測位システム)、GLONASS、又はガリレオのような衛星ラジオローカライゼーションシステムは、多くの周回軌道衛星から送信される無線信号の受信に依存し、レシーバから受信された衛星(received satellites)の各々までの距離(distance)又は範囲(range)を決定するために、これらの信号に含まれる情報を使用する。衛星の周回軌道は既知であって、したがって、絶対時間(absolute time)及びGPSレシーバの場所は、幾何学的に決定することができる。

本発明の文脈における、用語「レシーバ」及び「GPSレシーバ」は、完全な独立したレシーバだけでなく、複雑なエンティティ(entity)に含まれるモジュール、例えば、携帯電話、自動車アラーム(car alarm)、PDA(ポータブルデジタルアシスタント)等の中のGPSモジュールも指定することができる。上記の用語はさらに、適切なバスの手段、例えばGPSのPCカードによって、ホスティング装置に接続され得る、プラグ接続可能なモジュール(pluggable module)を示し得る。

用語「レシーバ」及び「GPSレシーバ」は、上に定義されるように、完全なGPSレシーバ又は完全なGPSモジュールを実現するために設計された、より多くの集積回路のうちの一つを含むものとして、本発明の文脈中で理解されるべきである。

以下の記述は、主にGPS全地球測位システムに関係がある。本発明は、しかしながら、この特定のシステムに限定されず、同じ原理に基づくラジオローカライゼーションシステム、例えば、GLONASSシステム又はGALILEOシステムのレシーバに用いられることもできる。

オリジナルのGPSラジオローカライゼーションシステムの場合には、宇宙船すなわちSVとしても示される、稼働中の(operational)GPS衛星の各々は、1572.42 MHz及び1227.60 MHzにそれぞれ位置し、「L1」及び「L2」として参照される、2つの搬送周波数で航行の無線信号(navigational radio signal)を送信する。L1及びL2の搬送波は、2つのデジタル測距(ranging)コードシーケンスによって変調され、C/A(粗い取得(coarse acquisition))コード及びP(Y)コードと呼ばれ、後者はアメリカ政府及び軍にほとんど制限される。

商用GPSレシーバによって使用されるC/Aコードは、L1及びL2搬送波に変調される。GPS衛星の各々に対してユニークであるC/Aコードは、1023ビットの繰り返しを含む偽似乱数ゴールド符号、又は1.023 MHzの変化レート(transition rate)を有する「チップ」であり、要するにしばしばPRNとして示される。C/Aコードはこのように、ミリセカンド毎にそれ自体を繰り返す。測距コードシーケンスは、マスタークロック(master clock)と同期される、共通の正確な時刻基準、すなわち各衛星に搭載された正確な時計によって保持される「GPS時間」と同期される。C/Aコードに対するPSK変調の効果は、1 MHzの帯域幅上に、変調された信号の周波数帯を広げることである。

他のラジオローカライゼーションシステム、例えば、提案されたガリレオシステム、又は提案されたGPSシステムへの拡張は、絶対時間の共通の基準に同期される測距コードに基づく、類似する又は等価な信号構造(signal structures)も用いる(employ)。

L1及びL2搬送波の両方は、さらに50 bpsのナビゲーションメッセージであるNAVコードを搬送する。ナビゲーションメッセージは、他の情報と共に、時間、時計修正値、及び気象データの機能として、GPS衛星の座標を含む。NAVメッセージは、NAVビットが「1」であるときにはいつでも、C/Aコードの論理値を逆にすることにより、そうでないときには不変にしておくことにより、符号化される。

地球表面上でのGPS信号の信号強度は、公称では-130 dBmWであって、空の視界が遮られ、特に建物内である際にはいつでも、さらに弱められた値である。他の衛星航法システムは、類似の(comparable)強度の信号を提供する。そのようなレベルはノイズ下限(noise floor)よりかなり下にあり、したがって、信号は、統計的手法の使用によってのみ受信されることができる。

これらの符号を取得し、測位(position fix)を行うため、GPSレシーバは、1.023 MHzに近い周波数で動作する、ローカルのNCOに調節された、C/Aコードのローカルのレプリカ、すなわちPRNコードを、受信された衛星の各々に対して生成する。そして、そのコードは、雑音レベルによってより長く又はより短くなり得る時間に、レシーバと衛星との間の距離に従属する、あるタイムシフトの値のために相関値のピークが取得されるまで、タイムシフトされ(time-shifted)、レシーバの相関(correlation)エンジンにおいて、受信された信号に相関され、積分される。

最適な相関を達成するために必要とされるタイムシフトの量、すなわち擬似距離は、衛星とGPSレシーバとの間の距離の指示(indication)である。GPSの内部時計は、GPS衛星の時計に関する大きなエラーによって、通常影響される。このエラーを解決するために、GPSレシーバは、3つの空間座標x,y,z及び時間tを含む測位を提供するため、少なくとも4つの衛星を取得しなければならない。

GPSの宇宙船(SV)を探索する場合、我々は3次元の探索領域において探索しなければならない。ここで、次元は、SV−Id、ドップラー、及び符号位相オフセットである。もし、探索を初期化するための情報を有し得ない場合には、我々は、タイミング参照を提供するSVを見つける(locate)まで、一つ以上のSVの全探索空間上の全探索を実行しなければならない、最悪のケースを想定しなければならず、他のケースでは、我々は探索空間を削減することに利用されることができる、タイミング及び位置の知識を既に有し得る。一旦、十分な数の相関、ピークが見つかれば、他方では「トラッキング」状態で、システムは、通常、より少ない困難さ又は遅延で行われる、それらのドリフトに従いさえすればよい。

取得状態を促進するために、多くのレシーバは、タイムシフトとドップラー周波数とのいくつかの組み合わせを並列に探索するため、レシーバの相関エンジンが多数のコリレータを含む、超並列アーキテクチャ(massively parallel architecture)を採用する。典型的なケースでは、相関エンジンは、入力信号の、何千もの符号位相シフト/ドップラー周波数の組合せへの相関を行うことができる。

多くの既知の並列探索エンジンは、メモリにソースデータ(source data)を記憶し、次に、SVによって提供されるようなデータレートより高い周波数で、時間領域において、このデータを処理することにより、大きな演算速度を達成する。これらは、長さが1023=11*3*31チップであるゴールド符号を利用し、これら素数の関数のように資源を割り当て、例えば、ソースデータの31のチップをバッファリングし、この入力バッファに対する、チャネルの数に分配された33個の符号位相/ドップラーの組み合わせの対応付けを実行するように出現する(appear)。

これらのアーキテクチャのすべては、基準クロック周波数でデータをサンプリングし、「理想の」符号レートを補償し、この符号レートのある倍数でサンプルをバッファリングする欠点を被る。

既知の並列コリレータのさらなる制限は、コリレータ内のNCO発振器の値によって、記憶されたサンプルが補正されなければならないということである。これは、通常、大きなレジスタをベースにしたバッファ(large register based buffers)及び複雑なサンプルステアリングロジックを含み、電力を消費し、シリコンの場所をふさぐ専用の回路を要求する。

さらに、既知の並列GPSコリレータは、さらなる処理が起こり得る前に、中間バッファに格納されなければならない、部分的な相関結果の短いバースト(short bursts)を生じさせる。このパイプライン化は、電力消費とコストの別の原因である。比較のタイトルとして(As title of comparison)、既知の超並列アーキテクチャにおいて、相関とDFTエンジンとの間の中間バッファは、デバイスの最大且つより速いメモリを表す。

既知のGPSコリレータは、入力データ内でダウンサンプリングを使用し、つまり、それらは、相関周波数よりも低い周波数で、入力データをサブサンプリングし(sub-sample)、サンプルバッファの出力上で補間する。これは、相関の段階の性能及び効力を制限する。

本発明の目的は、先行技術の制限を克服するGNSSプロセッサのために改善されたコリレータを提供することである。特に、本発明は、より単純で、より経済的で(economical)、そして等価なパフォーマンスの既知のプロセッサよりも少ない電力を消費するGNSS超並列プロセッサを提供することを目標とする。

発明のさらなる目的は、より少ない中間バッファを要求し、複雑なサンプル補正の回路を必要としないプロセッサの提供である。

これらの目標は、請求項1の特徴(the features claim 1)を含む、新たな超並列プロセッサによって達成される。本発明のプロセッサは、その後に高速にそれらを処理するように配置される相関エンジンの前に、データを初期に(early)バッファリングすることに基づく。全体のアーキテクチャは、全段階のスループットを調節することによって、中間の保存(storage)を回避するために最適化される。

図1は、本発明の実装に適したGNSSレシーバのアーキテクチャを、模式化して再現する(reproduce)。

図2は、GPS相関エンジンの可能な実現の概略図を示す。

図3は、本発明の一つの側面によるダイナミクス(dynamics)圧縮動作を示す。

図4は、本発明の一つの側面によるベースライン減算方式(baseline subtraction scheme)を示す。

図1は、異なるGNSS衛星から放射される無線信号に結びつけることを許可する、一つ以上のアンテナ30を含む包括的な(generic)GNSSデバイス10のレイアウトを概略的に示す。

図1によれば、本発明のラジオローカライゼーションデバイス10は、その機能がアンテナ30によってラジオローカライゼーション衛星から受信された信号を処理することである、無線周波モジュール40又はRFレシーバを含む。無線周波回路は、単一又は多重変換ヘテロダイン無線レシーバを含み、その出力47で、ベースバンド信号、アナログもしくはデジタル、又は低IF信号のような低周波数のナビゲーション信号、例えば4.092 MHzの低IF信号を提供する。

受信衛星の一群の変調方式により、出力47は、信号のいくつかの角度成分(angular component)を含むだろう。GPSの場合には、例えば、90°でシフトされた二つの成分が必要とされ、慣例的に(conventionally)、I(同相(In-phase))及びQ(直交(Quadraphase))成分と称される。他の変調方式、例えばGALILEOシステムのために提案された変調は、2つを超える角度成分を必要とする。

RFモジュール40は、ラジオローカライゼーションデバイスのための安定した時間基準参照(stable time base reference)、例えば32.734 MHzの時間基準を提供する主時間基準生成器55に接続される。時間基準生成器55は、GPS信号の取得及びトラッキングを許可するために、相当に(considerably)正確且つ安定していなければならないので、一般に高品質温度補償水晶発振器(high-quality temperature compensated crystal oscillator)、すなわちTCXOを含む。

RFモジュール40の出力47は、RF回路40に制御命令46を順に提供する、擬似距離エンジン50とも呼ばれる信号プロセッサ50に供給される。擬似距離エンジン50の機能は、受信衛星の各々に対して、受信された信号で正確に時間調整された(time-aligned)、変調コード(商用のGPSレシーバの場合におけるC/Aコード)のローカルのレプリカを生成することによって、衛星から受信される信号を拡散させない(de-spread)ことである。

擬似距離エンジン50によって生成されるコードシフト、すなわち擬似距離77は、位置及び時間座標x,y,z,tのための調整(fix)を算出するナビゲーションエンジン1060に送信される。ナビゲーションエンジン1060は、さらに、適切な探索命令78によって擬似距離エンジン50を操縦する(steer)。位置的な調整は、反復カルマンフィルタ、又は他の既知の手段によって通常取得され、ナビゲーションエンジン1060は、十分な(satisfactory)解が見つかるまで、いくつかの符号周期に沿って擬似距離データ77に従う必要があり得る。

望ましくは、擬似距離エンジン50及びRFモジュール40は、2つの別々の集積回路、又は単一の共通の集積回路として実現される。

本発明の図示された変形例(illustrated variant)では、ナビゲーションエンジン1060は、ユーザとの対話用の適切な周辺装置1080及びアプリケーションナビゲーションソフトウェア1070も含む、ホストシステム100の一部である。本発明のラジオローカライゼーションデバイス10は、この場合、ホストシステム100の拡張であり、例えば、携帯電話機、PDA、ゲーム機、パーソナルコンピュータ、もしくは他の適切なホスト装置に対する、拡張カードもしくはモジュールの形式である。本発明は、しかしながら、RFモジュール40及び擬似距離エンジン50と共に、ナビゲーションエンジン、アプリケーションソフトウェア、及び周辺装置を内蔵するスタンドアロンの装置も含む。この場合、ナビゲーションエンジン1060及び擬似距離エンジン50の機能は、便利なように(conveniently)単一チップのデバイス内にグループ化され得る。

マルチ標準GNSSラジオローカライゼーションデバイスの場合には、受信衛星は、いくつかの衛星の一群、例えばGPS、ガリレオ又はGLONASSの一群に属し得、いくつかの無線周波数帯内で放射し得る。

本発明の好適な実施形態は、相関を行うための回路素子(circuitry elements)又はそのソフトウェアの等価物を有する。分解され取り出されたとき(when broken down into abstracted)のそのような素子は、すなわち個々のユニットは、タップされたシフトレジスタに基づく典型的な(classical)相関のアーキテクチャに関連して、「タップ」と称され得る。しかしながら、本発明がこの特定のアーキテクチャに限定されず、用語「タップ」がここでは、相関値を生成するように配置される抽象的な相関ユニットを指し、部分的又は全体的にソフトウェアでも実現され得ることに留意されたい。

当業者に知られているように、図2によれば、本発明のGNSSプロセッサは、ミキサ322及び局部発振器325を含み、ベースバンド信号を提供するディジタルサンプルから、推定された又は既知の搬送波を取り除く、搬送波ワイプオフ(wipeoff)段階を含む。そのような搬送波ワイプオフ回路は、大抵(typically)多くの異なるコリレータによって共有される。プロセッサは、相関前バッファ(pre-correlation buffer)37に、ベースバンド信号内の搬送波が取り去られたデータを記録するために、少なくとも一つのサンプリング段階35をさらに含む。サンプリング段階は、レートが制御される符号NCO350によって、例えば、取得の対象とされる衛星のドップラーシフトに従うCPU(図示せず)によって、測定される(clocked)。バッファ37内の相関前サンプルは、したがって、チップユニット内で自動的に標本化され、これは、SVのドップラーシフトを調整する(accommodate)ために要する、標本化された調整のロジックを回避することができる。

各SVが独立の且つ異なるドップラーシフトを有するので、本発明のプロセッサは、好ましくは、複数の符号生成器符号NCO350及び相関前バッファ37を含む。SVに関するリソースの並列化は、GNSSプロセッサの処理パワーに寄与する。

本発明の別の側面によれば、相関前バッファ37内の信号の範囲のダイナミクス(dynamics of range of signals)は、圧縮ユニット36によって圧縮される。有益なメモリ保存は、相関結果に対するごくわずかな影響で、このように達成されることができる。例示のため、搬送波が取り除かれた信号に対して20 Hzのサンプリングレートを取り、搬送波が取り除かれたサンプルの各々が(-3, -2, -1, 0, 1, 2, 3)の値(3ビットで符号化された)内の1つによって表されると仮定し、そして、それらを相関前バッファ内の1/2チップサンプルに積分すると仮定すると、そのような相関前バッファが、完全な線形モードで、[-30, 30]の範囲内の値を格納すべきであることは理解される。

相関前バッファ内の値は、鐘形曲線(bell-shaped curve)260に従い、例えば図3に示すように、例えばゼロを中心とし、すばやく減少する末端(quickly decreasing tails)を有して分布される。分布の末端における値が誤って伝えられる(misrepresented)際には、統計的に端部にほとんどサンプルはなく、実行される相関の結果は認め得るほどに(appreciably)変化しない。

したがって、本発明は、好ましくは線形スケーリング関数又は非線形圧縮関数によって、相関前信号のダイナミクスを圧縮するための圧縮ユニット36を含み得る。一つの考え得る図示された例によれば、圧縮ユニット36は、結果的に生じる値(resulting values)の、予め定義された上限及び下限のしきい値を上回る及び下回る信号を切り抜く(clip)。対応するしきい値で表わされ、上限及び下限のしきい値を超える値は破棄される。振幅線形スケーリング(Amplitude linear scaling)は、クリッピングの前に任意で使用され得る。図3は、完全に線形な表現における相関前サンプルの理論的な分布260、スケールダウンされたサンプルの分布261、及び飽和(saturation)オペレータの適用後のサンプルの分布265(斜線)を示す。

他の圧縮システムも、可能性があり、本発明の範囲内に含まれる。圧縮ユニットは、当業者に知られているように、例えば、複線的な(double-linear)応答、もしくは近似対数(approximate logarithmic)応答、又はあらゆる非線形圧縮関数を使用できる。そして、メモリサイズの節約に対応して、探索エンジンの性能に対する悪影響なく、相関前バッファの動的な範囲は、削減されることができる。

好ましくは、本発明のプロセッサは、例えばデータに固定されたバイアスを加えることによって、常に負でない、又は常に正でないデジタルの数である、相関前バッファに格納された値を符号化するために、動作可能なように配置されたバイアシングユニット33も含む。コリレータ50を含む全ての連続する段階は、符号なしのフォーマットにおけるデジタルデータを処理するために改造される。

本発明のプロセッサ内における負でない値の使用は、より単純な論理構造を可能にし、したがって削減されたシリコン領域(silicon area)、そして、結果としてより良いルーティングを可能にする。符号なし整数が使用される際には、タイミングのニーズも、従来のコリレータ内より、本発明の相関ユニット内において、より緩和される。それ自体で有利であることに加えて、これらの特徴はさらに省電力に寄与する。

示されない、本発明の別の変形例によって、コリレータ50の後、等価なデータのバイアシングは、搬送波が取り除かれたデータに固定バイアスを加えることにより取得される。この場合、符号ありデータは、相関前バッファ37に格納される。

GPS信号内で使用されるゴールド符号の長さは1023チップであるが、本発明のプロセッサは、好ましくは、符号生成器39(図2)における適切な変更によって、1024チップのシーケンスとしてゴールド符号を処理する。相関前データは、このように、RAM内において、効率的に格納され、検索されることができる。

図2を再び参照して、SV信号は、符号及び搬送波ドップラーの両方を補償することを要し、しかしながら、搬送波のレートが符号ドップラーの1540倍であるので、符号ドップラーによる損失(losses)は、ほとんどの実用的な目的に対して無視することができ、特にコリレータ50では、数十mHzの実際の符号ドップラーでサンプリングされたデータが提供される。

相関前バッファ37に格納されたデータは、符号生成器39によって生成されたローカルのレプリカのコード(local replica codes)と、コリレータ50内で高速に相関される。むしろ、各コリレータは、各々が一つの決められたSVの取得専用のチャネルである、いくつかの独立したチャネル30によって供給されるデータに対し、マルチプレクサ45によって、動作する。コリレータ出力は、各相関のための周波数探索空間を増加させるために、DFTエンジン60に入力される(fed)。これは、実際の符号に対するレプリカ符号の緩やかなドリフトによる利得損失を制限するために、符号ドップラーに対する最大探索時間にいくつかの制約を課す。約1/3までのチップオフセットでは、DFTを介して(through)有用に結果を蓄積することはまだ可能である。さらに、中心周波数からさらに、列で(on lines)DFTにおける損失があり、したがってDFTは、例えば8列に限定される。

パイプライン化を改善するために、コリレータ50は、中間バッファを必要とすることなく、DFTが実時間で処理できるレートである4μs毎に、DFTエンジンに相関データのセットを供給するように設計される。

図2を再び参照すると、DFTユニット60は、実数の(I)及び虚数の部分(Q)の両方を有するコヒーレント(coherent)積分値を供給する。これらは、好ましくはコヒーレントメモリバッファ65を介して、絶対的な相関値を算出し、インコヒーレント(incoherent)積分バッファ80に結果を蓄積する振幅プロセッサ70に供給される。相関値の振幅は、定義によって負でない値であるので、インコヒーレント積分バッファ80内のデータは、時間について減少しない関数(non-decreasing function of time)である。好ましくは、本発明の別の側面によれば、振幅プロセッサ70は、インコヒーレント積分データからベースライン値を引き、ベースラインを超える部分だけをバッファ80に格納する。このように、バッファに格納されたデータはより小さく、したがって、バッファ80のサイズ及び電力消費は削減されることができる。

本発明の任意の特徴によって、コリレータ50の出力は、後者における(in the latter)メモリ要件を削減するために、DFTエンジン60に入力する前に、適切なスケーリングユニット(図示せず)によってダウンスケールされる。

図4は、本発明のこの側面による、ベースラインの減算の例を示す。メモリ領域81は、GNSSレシーバ内の所望のタップのセットに対する、コヒーレント積分の結果を格納するために使用される複数のメモリレジスタを含む。メモリ領域81は、振幅モジュール70によって供給される新しい振幅の値の取得の間に、コヒーレントに積分された相関、周期的に更新される。

振幅モジュール70は、コヒーレント積分データによって供給されるI,Qデータの絶対値(又は、同等に、二乗)を算出し、任意で、インコヒーレント積分に増加値を供給する、プリスケーラ82内に予め定義されたスケーリングファクタでデータを割る。

本発明の好適な側面によれば、振幅モジュール70は、振幅データからオフセット値を引くオフセット減算ユニット89を含む。個々のタップ振幅がインコヒーレント積分メモリ81に蓄積される間、オフセット値は、独立して合計され、オフセットアキュムレータ88に格納される。オフセット値は、各々のコヒーレント積分サイクルで、例えば全ての考慮されるタップのうちの最小の振幅として再計算されるが、他の選択は可能である。インコヒーレントメモリ81及びオフセットアキュムレータ88は共に、必要に応じて、蓄積された振幅を取得するために、それらを容易に再合成することができるCPU(図示せず)で利用できる。

図4の配置の利点は、メモリエリア81に格納されたデータが、インコヒーレント積分の進行の程度に、線形に増加しないことである。もっと正確にいえば、オフセットに適切な値を選択することによって、インコヒーレントに積分された値の分布において、メモリエリア81は、差分値のみを格納してもよい。小さな値は削減された数のビットで表現することができるため、図3のモジュール70は、したがってインコヒーレント積分データの圧縮を実現する。

我々はここで、本発明によるプロセッサの実装の詳細な例を提供する。我々は、ローカルの擬似ランダムノイズ生成器(PRGN)により生成されたゴールド符号と、相関前バッファ37に格納されたデータサンプルのデータとのあいだの相関を算出したい。

pをデータサンプルセットとPRNGからのレプリカコードとの間の位相差であるとし、Tp(タップp)を位相pでのデータとレプリカコードとの間の相関であるとし、Snをサンプルバッファの先頭からのオフセットnにおけるサンプルであるとし、Cnを符号境界(code boundary)からの符号サンプルnを表すものとする。符号が周期的に繰り返すと仮定すると、我々はM個のデータサンプルに関する相関を以下のように算出することができる。

データのパイプラインの幅とアキュムレータのロジックとを削減するために、我々は、より小さなデータのパイプラインを使用し、多数のステップにおける蓄積を繰り返して、反復して相関を算出する必要がある。我々が、単一のサイクルで処理できるサンプルの数として、我々のデータのパイプラインの幅にWを選択すると仮定すると、その結果、我々はM/Wサイクルで、この相関を算出できる。

ここで、我々がタップT_pを先頭とするK個の連続するタップを算出したいと仮定すると、我々は、タップにT_pからT_(p+k) 0≦k≦K−1の番号を付け、以下のT_(p+k)に関する式を得る。

この式から、いずれのサイクルにおいても、コリレータが

である符号サンプルC_ncと、

であるデータサンプルS_nsとを必要とすることは理解されるであろう。

電力とロジックとを削減するために、我々のデータバッファがRAM内に実装されると仮定すると、したがって我々は、あらゆるサイクルで供給されることができるサンプルの範囲に関する制約を有し、我々は、スタートアップ時に符号の位相をオフセットすることによって、これを補償することができる。さらに、我々は、ほとんどのデータが2つの相関サイクルにおいて要求されることを理解できる。

ここで、実用的な実装のため、我々は、ハードウェア要件に結びつく、技術及び適切なクロッキング設計(clocking plan)を選択できる。

例えば、我々が要求される1/2μsのタップ間隔を有し、我々の符号チップレートが1μsであると仮定すると、我々は、72MHzの適切な最大クロック周波数を選択し、我々はここでデータパイプラインの幅を選択しなければならない。

我々は、例えば、相関のための4usの受信レートを選択し、したがって、相関のために288サイクルを割り当てることができ、符号長が2046サンプル(M=2046)であるので、我々は、256の積分サイクルにおいて、スロット毎に8個の符号の位相(W=8)を処理することを選択する。さらに、我々がコード時代(epoch)全体、2046タップを対象としたいとき、我々は、我々が(2046/8)、すなわちスロット毎に8符号タップ(K=8)を生成することを要求する。しかしながら、状況によって、他のM/Nの組合せも可能であり得ることは明らかである。

各相関のサイクル上で、これらを式に入れると、8個の符号サンプルと15個のデータサンプルとを必要とするだろう。しかしながら、符号は1023チップの長さであるので、我々は符号サンプルを4個に削減することができ、したがって、各符号チップは2つの符号サンプルを供給する。

したがって、サイクル(i)では、我々は、符号サンプルC_(8i)からC_(8i+7)、及びデータサンプルS_(8i+p)からS_(8i+p+15)を必要とする。

サイクル(i+1)では、我々は、符号サンプルC_(8i+8)からC_(8i+16)、及びデータサンプルS_(8i+p+8)からS_(8i+p+23)を必要とする。

各サイクルの符号はユニークであるが、データサンプルS_(8i+p+8)からS_(8i+p+15)は、サイクル(i)と(i+1)とにおいて使用されるため、各サイクルのデータは重複し、これは、我々に、これらをコリレータ内にローカルにバッファリングし、各サイクルで供給される新しいデータサンプルの数をたった8個だけに削減することを可能にする。

これはさらに、最初の8個のサンプルがロードされ、相関が実行されない初期ロードサイクルと、相関を実行する以降のサイクルとを要求するが、これは符号位相のずれをもたらし、これは符号に一定のオフセットが定義される実装と共に、符号位相シフトの関係を適用することによって調整される。

ここで、我々は、4us毎に8個の連続する符号位相に対する、相関の8個のタップを生成することを可能にするデータパス(data path)を有し、これを256回繰り返すことは、1ms毎に2048タップのデータを生成するだろう。

これは、データサンプルが常に符号レートに同期しているならば、うまく供給されるように機能するが、我々が相関している実際のゴールド符号は、1023チップ又は2046サンプルの長さを有し、したがって、タップ2..9を生成する、後続するmsのスロット0をもたらす。タップタップ0は、最初のスロット(スロット0)におけるコリレータ出力0に生成され、そして256番目のスロット(スロット255)における7番目のコリレータ出力に再び生成される。

タップがバッファリングされ、後で処理されるとき、これは問題とならないが、我々は相関結果を蓄積し、より広いドップラー探索範囲を得るためにDFTエンジンを使ってそれらを処理することを望み、このため、バッファリングなしで実装されることが、同一のコリレータ出力上に常に整列された、各タップ位相を保持するために好ましい。

これを達成するために、我々は単に、後続するms期間に、符号を再整列する(re-align)ため、この前のスロットの終端で、符号に対して位相シフトを適用することができ、これは、2048個のタップが生成されることと、最初の2つの複製であるとして破棄される、最後の2つのタップとをもたらす。

一般論として、ローカルのレプリカ符号を相関前バッファ37内のデータに、時間的に整列する(time-align)ために、本発明の実施形態のいくつかは、各符号期間の終端で、符号生成器への位相シフトの導入(introduction)を予見する(foresee)。1023チップの長さを有する、GPSに使用されるゴールド符号のように、PRNコードが2の累乗である長さを持たないときであっても、これは、その後、2の累乗である「自然な」サイズにすることができるプロセッサとして有利である。

データが常に正確に整列されるように、データのパイプライン化を簡略化するために、データサンプルが入力バッファ内で常に正確に整列されることが重要であり、これは、符号ドップラーのために調整される符号NCOに同期して満たされる、相関前バッファ段階を使用することによって既に達成され、これは、無限時間の間、データサンプルが正確に整列され、あらゆるさらなる整列を必要とせずに、相関が続行することを保証し、これは、ハードウェアの簡略化と電力の削減とにおいて、大きな利点を有する。

ここで、我々がデータパイプラインアーキテクチャを選択したので、我々が相関に対して256のデータセットを供給する必要があることは明らかになり、したがって我々は、それに応じて、データサンプルバッファメモリの幅に8個のサンプルを設定して、要求されるタップを生成するための相関エンジンを構成するが、8個のタップ全てを生成するために、我々は2046+7個のデータサンプルを要し、これは入力データバッファ内に257個のエントリを要する。

ハードウェアを簡略化するため、我々は、256個のエントリ列(deep)としてデータバッファを設計し、新しいデータが上書きされる前に、最も古いデータサンプルが最初に読まれ、コリレータに伝えられるパイプラインを設計し、そして、要求される257個のデータセットを生成する、さらなる256個の読み込みが実行される。

これは、我々が各相関スロット内のデータサンプルを破棄していることを示唆するので、我々は、各スロットの最も古いデータサンプルが、便利なように、8個のサンプル(タップ)の前のスロットからの位相オフセットを有し、したがって我々は、最も古いデータと前のスロットと全く同じ符号位相を使用して、各相関を開始できる。

そして、ms以内の全ての相関の後、次のms期間に所望のタップの整列を供給するために、我々は2個のサンプルによって、後続するms期間の符号を位相シフトする必要がある。

好適な変形によれば、本発明の信号プロセッサは、入力バッファ内で、ダウンサンプリングを使用しない。すなわち、プロセッサは、符号NCO発振器350によって決定されるレートで入力をサンプリングし、これらサンプルに同じレートの搬送波信号を掛け、そして、同じ符号NCOのレートで、蓄積された結果を格納する全てのサンプルを蓄積する。

この変形例によって、サンプルデータがシフトされるので、符号生成器は、各符号期間の終端で、実際には符号位相を生成せず、したがって、スロット間のサンプリングされたデータの位相の変化が、スロット内の相関によって補われる(covered)符号位相ウィンドウと正確に等しいので、それはチャネル状態マシンの制御の下、符号位相シフトを周期的に挿入するが、これは実際には、各符号期間の終端ではなく、msに一度発生する。