具有监控同类发射信号序列频率调制的功能的雷达系统专利检索-正弦波信号处理专利检索查询-专利查询网

具有监控同类发射 信号序列 频率调制的功能的雷达系统

阅读：1026发布：2020-06-22

专利汇可以提供具有监控同类发射信号序列频率调制的功能的雷达系统专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且用于检测机动车周围环境并实现驾驶员辅助功能和/或自主驾驶操作的雷达系统的方法具有下列步骤：借助能控制或能调节的振荡器产生一频率调制，在发射频率经调制的发射信号中生成一K0(K0>1)的序列，发射信号分别具有相同的额定频率曲线，必要时频率位置的变化除外，尤其是起始频率的变化以及与此同样重要的中心频率变化，借助发射装置辐射出发射信号，借助接收装置接收在目标处被反射的发射信号，分析发射信号的频率曲线，以及借助信号处理装置分析评估所接收信号，尤其是用于目标检测的接收信号，其特征在于，在发射信号内确定发射频率的实际曲线或实际曲线相对于额定频率曲线的绝对或相对偏差，不确定的恒定部分除外。在此，为准确确定尤其是同类曲线或偏差，进行一超越K0发射信号的平均，其中，为了求平均，每个发射信号使用一时间离散的信号，所述时间离散的信号分别包括有关发射信号频率曲线的信息，这类信息优选分别通过对模拟信号采样或通过在预定的时间点读取自运行的计数器生成，该有关K0发射信号的时间离散的信号在其相位的位置和/或初始值的位置方面是非标准的，并在分析评估此时间离散的信号过程中明确进行标准化或隐含消去其相位的位置和/或其初始值的位置的影响，并根据由此确定的实际曲线和/或由此确定的实际曲线相对于额定曲线和/或由此推导出的频率调制的质量标准的偏差，对振荡器控制进行校正和/或对所接收信号的分析评估进行校正和/或对驾驶员辅助功能和/或自主驾驶操作进行调整，甚至禁用这些功能和操作。，下面是具有监控同类发射信号序列频率调制的功能的雷达系统专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种用于检测机动车周围环境并实现驾驶员辅助功能和/或自主驾驶操作的雷达系统的方法，具有下列步骤：
-借助能控制或能调节的振荡器产生一频率调制，
-在发射频率经调制的发射信号中生成K0(K0>1)的序列，发射信号分别具有相同的额定频率曲线，必要时频率位置的变化除外，尤其是起始频率的变化以及与此同样重要的中心频率变化除外，
-借助发射装置辐射出发射信号，
-借助接收装置接收在目标处被反射的发射信号，
-分析发射信号的频率曲线，以及
-借助信号处理装置分析评估所接收的信号，尤其是用于目标检测，
其特征在于，
-在发射信号内确定发射频率的实际曲线或实际曲线相对于额定频率曲线的绝对或相对偏差，不确定的恒定部分除外；
-在此，为准确确定尤其是同类曲线或偏差，进行K0发射信号的平均，其中，-为了求平均，每个发射信号使用一时间离散的信号，所述时间离散的信号分别包括有关发射信号频率曲线的信息，该信息优选分别通过对模拟信号采样或通过在预定的时间点读取自运行的计数器生成，
-有关K0发射信号的时间离散的信号在其相位的位置和/或初始值的位置方面是非标准的，以及
-在分析评估时间离散的信号过程中明确进行标准化或隐含消去其相位的位置和/或其初始值的位置的影响，以及
-根据由此确定的实际曲线和/或由此确定的实际曲线相对于额定曲线的偏差和/或由此推导出的频率调制的质量标准的偏差，对振荡器控制进行校正和/或对所接收信号的分析评估进行校正和/或对驾驶员辅助功能和/或自主驾驶操作进行调整，甚至禁用这些功能和操作。
2.根据权利要求1所述的用于雷达系统的方法，其中，单个发射信号的频率调制参数，尤其是频率位置和/或振荡器频率曲线的参数在发射信号之间是变化的，以确保对于各个发射信号在发射信号起始时振荡器具有一变化的相位位置，以防止在平均时的同类偏差影响。
3.根据上述权利要求中任一项所述的用于雷达系统的方法，其中，通过K0发射信号的平均准确确定发射频率的实际曲线或其相对于额定曲线的偏差，其中
为了分析，使用相对于发射信号通过分频降低系数T>1和/或通过混频降低频率的信号，
必要时在滤波后对这些通过发射信号得出的低频信号进行采样，
这些通过发射信号得出的已被采样的信号必要时在进一步滤波后至少以近似的方式进行相位标准化，使相位移动到至少近似相同的相位位置上，
然后将这些相位标准化所得的信号累加，
并从这些累加的和必要时事先再经滤波的信号的相位曲线确定实际频率曲线。
4.根据权利要求3所述的用于雷达系统的方法，其中，对低频采样的信号是实值的情况，相位标准化的实现方法为，
将低频采样的实值信号至少以近似方式分别转换成其分析信号，即只有正或负频率分量的复值信号，其中，为此优选使用零点位于该频率调制信号中心频率正频和负频附近的一级希尔伯特滤波器，
从这些分析信号分别以相同方式确定一数值，例如，第一信号值的共轭复数或额定频率曲线取平均频率这一时间点的信号值的共轭复数，
以及分别将分析信号与该数值相乘。
5.根据权利要求3所述的用于雷达系统的方法，其中，通过发射信号累加的信号或由此推导出的信号通过希尔伯特滤波器高精度地转换成其分析信号。
6.根据权利要求5所述的用于雷达系统的方法，其中，
对辐射出的发射信号频率进行线性调制，
通过发射信号在目标上的反射而接收到的信号通过与频率与当前发射频率一致或相差恒定系数的信号进行混频，被转换到低频范围，
在等距采样区中对低频接收信号进行NA次采样，以及
通过这些NA个采样值构成第一频谱分析，尤其是以离散傅里叶变换的形式进行的频谱分析，以便能实现目标的距离测量以及为同时检测多个目标而实现的分离。
7.根据权利要求6所述的用于雷达系统的方法，其中，
在发射信号内未延迟和延迟时间Δt时的所确定的实际频率曲线之间构成偏差，计算其频率曲线与该偏差相对应的信号，
通过该信号，尤其是以离散傅立叶变换形式实施频谱分析，由此生成一频谱，以及所得出的频谱或其数值直接用于推导频率调制的质量标准和/或
从频谱相对于额定频率曲线中目标在运行时间Δt相对应的距离r的预期频谱之间的偏差推导出质量标准，其中，对两个频谱分析使用相同的窗口函数以及得出的比较用频谱涉及相同的电平。
8.根据权利要求6所述的用于雷达系统的方法，其中，通过实际频率曲线与额定频率曲线之间的偏差，尤其以离散傅里叶变换形式实施一频谱分析，所得出的频谱或其值直接或在与一系数相乘后用作频率调制的质量标准，其中，所述系数可与一假设目标距离成正比，或可含有一正弦函数，其幅度与目标距离成正比，并与频谱分析的相应频率控制点成正比。
9.根据权利要求7或8所述的用于雷达系统的方法，其中，从所确定的质量标准推导出，通过实际频率曲线与另一检测到目标的额定频率曲线的偏差是否形成或能形成检测，并在必要时完全拒绝该检测或将其标记为潜在的虚假检测。
10.根据权利要求6所述的用于雷达系统的方法，其中，确定实际频率曲线的平均频率斜率或平均频率斜率与额定频率斜率的偏差，并将其用于计算目标距离。
11.根据权利要求6所述的用于雷达系统的方法，其中，确定实际频率曲线的中心频率或其与额定中心频率的偏差，并将其用于计算目标的相对速度和/或角位置。
12.一种配置用于执行根据上述权利要求中任一项所述的方法的雷达系统。

说明书全文

具有监控同类发射信号序列 频率调制的功能的雷达系统

技术领域

[0001] 本发明涉及一种用于机动车中的驾驶员辅助系统的雷达系统。该雷达系统具有用于通过在同类发射信号序列上对频率调制进行分析和监控的、根据本发明所述装置和方法。如果频率调制严重偏离其额定曲线，则要么采用校正措施，要么部分或完全禁用驾驶辅助系统。

背景技术

[0002] 越来越多的机动车配备了驾驶员辅助系统，这类系统借助传感器系统检测周围环境，并从由此识别的交通情形中启动车辆的自动反应和/或对驾驶员做出提示、尤其是提出警告。在此，人们将系统功能分为舒适性功能和安全性功能。

[0003] 目前，作为舒适性功能，FSRA(全速范围自适应巡航控制)起着最重要的作用。只要交通情形允许，车辆将固有速度调节到驾驶员预先设置的期望速度，否则将自动调整固有速度以适应实际交通情形。

[0004] 安全功能目前有多种形式。其中一组构成了紧急情况下用于缩短制动或停车距离的功能；有多种多样相应的驾驶员辅助功能，从用于减少制动等待时间(预充注)的制动装置自动预充注、经改进的制动辅助系统(BAS+)，直至自主紧急制动。另一组是变道功能：如果驾驶员想要进行危险变道时，也就是当旁边车道上一车辆处于死角(被称为BSD—“盲点探测系统”)或快速从后方接近时(LCA—“变道辅助系统”)，该功能警告驾驶员或对转向进行干预。

[0005] 然而，在可预见的未来，不仅向驾驶员提供辅助功能，而且驾驶员的任务将越来越多地由车辆本身自主完成，即驾驶员越来越多地被替代；即人们所说的自主驾驶。

[0006] 上述类型的系统会使用雷达传感器，通常还与例如摄像机传感器等其他技术的传感器结合使用。雷达传感器的优点是，即使在不良天气条件下也能可靠工作，并且除了与目标的间距外，还可通过多普勒效应直接测量其径向相对速度。在此，作为发射频率使用的是24GHz、77GHz和79GHz。

[0007] 因为不断增加的功能范围以及此类系统的干预，对传感器在可靠性方面的要求变得越来越高。雷达图像必须符合实际情况，即目标参数，尤其是距离、相对速度和角度必须正确，不得漏看目标并不得报告在实际情况中完全不存在的所谓幻象目标。

[0008] 雷达传感器的核心要素是发射频率的调制，以便能测量距离和相对速度。在此，最通用的调制方式是频率调制，尤其是线性地改变频率，其中，常使用同类线性调制发射信号序列。由于包含错误的频率调制(例如由于单一开关部件失灵或功能故障)，可能出现上述错误，即错误测量的目标参数、未检测到目标以及幻象目标。由此，通过雷达系统执行的驾驶员辅助系统可能出现错误的运作模式；在紧急制动辅助中，例如可能由于幻象目标而非法激活紧急制动功能，由此可能导致严重后果，甚至造成人员死亡的后车追尾撞车事故。

[0009] 在DE 10 2016 214 808中介绍了一种用于基于周期计数器分析频率调制的装置和方法，周期计数器的数值通过许多单个同类发射信号累加，目的是计数器在每个发射信号中被重新初始化，即非自由运行。如果频率调制严重偏离其额定曲线，则或采取校正措施，或部分或完全禁用驾驶辅助系统。对文中所建议的方法应考虑到，在较高频率时计数器很难实现或实现的开销很高(尤其是时间上准确的读取)，并且计数器的功率消耗很高(也由于相对较长的计数器长度)。为降低计数器频率，可前置分频器或混频器。但前置分配器有一缺点，即频率分析的准确性随分频系数的增加而降低；前置的混频器需要生成高频范围内的另一信号，因此开销显著增加。

发明内容

[0010] 本发明的任务是，为雷达系统提出一种用于对同类发射信号序列的频率调制进行分析的装置和方法，该装置和方法与DE 10 2016 214 808中手段不同，并通过技术边沿条件以及实施技术方面更为有益。尤其是提出可使用较大分频系数工作或计数器无需重新初始化的方法。

[0011] 该任务原则上借助一种根据权利要求1至12所述的方法或雷达系统解决。

[0012] 本发明的优势源自这样一种事实，即可实现对雷达系统频率调制的一种监控，以便在频率调制与其额定曲线存在严重偏差时，能采用校正措施或部分或完全禁用驾驶辅助系统，由此避免驾驶辅助系统的功能故障。

[0013] 根据本发明，用于机动车周围环境检测并实现驾驶员辅助功能和/或自主驾驶操作的雷达系统的方法具有下列步骤，借助能控制或能调节的振荡器产生一频率调制；生成发射频率经调制的发射信号序列K0(K0>1)，这些发射信号分别具有相同的额定频率曲线，必要时频率位置的变化，尤其是初始频率以及同样重要的中心频率的变化除外；借助发射装置辐射发射信号；借助接收装置接收在目标处反射的发射信号；分析发射信号的频率曲线，并借助信号处理装置分析评估接收到的信号，尤其是为了目标检测，其中，确定发射信号内发射频率的实际曲线或实际曲线与额定频率曲线的绝对偏差或相对偏差，不确定的恒定部分除外；在此，为了对尤其是同类曲线或偏差进行准确确定，实施K0个发射信号的平均，其中，为了求平均，每个发射信号均使用一个时间离散的信号，该时间离散的信号分别包含关于发射信号频率曲线的信息，并优选分别通过对模拟信号采样或通过读取规定时间点的自运行的计数器的方式生成，该时间离散的信号对于K0发射信号在其相位的位置和/或初始值的位置方面是非标准的，并在分析评估此时间离散的信号过程中明确进行标准化或隐含消去其相位的位置和/或其初始值的位置的影响，并根据由此所确定的实际曲线和/或由此所确定的实际曲线与频率位置额定曲线和/或由此推导出的频率调整质量标准(Gütemaβ)的偏差，对振荡器控制进行校正和/或对所接收信号的分析进行校正和/或对驾驶员辅助功能和/或自主驾驶操作进行调整，甚至禁用这些功能和操作。

[0014] 此外，在用于雷达系统的方法中，优选单个发射信号的频率调制参数，尤其是频率位置和/或振荡器频率曲线的参数在发射信号之间可以是变化的，用以确保在发射信号起始时振荡器经过单个发射信号后具有一变化的相位位置，以防止在平均时的同类偏差影响。

[0015] 在用于雷达系统的方法中，进一步优选的是，通过对K0发射信号的平均，实现发射频率的实际曲线或其与额定曲线的偏差的准确确定，方法是，为了分析采用一信号，该信号相对于发射信号通过系数T>1的分频和/或通过混频而频率下降，通过发射信号生成的低频信号必要时在滤波后被采样，通过发射信号所生成的采样信号必要时经过进一步的滤波至少以近似的方式相位标准化，即至少以近似的方式相位移动到相同的相位位置，随后将这一经相位标准化的信号累加，并从该所累加以及必要时事先还经滤波处理的信号确定实际频率曲线。

[0016] 在本发明一有益的设计方案中，在用于雷达系统的方法中，对于低频采样信号是实值的情况下，相位标准化的实现方法为，将低频采样的实值信号至少以近似方式分别转换成其分析信号，即只有正或负频率分量的复值信号，其中，为此优选使用零点位于该频率调制信号中心频率正频和负频附近的一级希尔伯特滤波器。从这些分析信号分别以相同方式确定一数值，例如，第一信号值的共轭复数或额定频率曲线取平均频率的这一时间点信号值的共轭复数，并且将分析信号分别乘以该值。

[0017] 在用于雷达系统的方法中还优选，通过发射信号累加的信号或由此推导出的信号可通过希尔伯特滤波器高精度地转换成其分析信号。

[0018] 在用于雷达系统的方法中还优选，所辐射的发射信号频率被线性调制，由于发射信号在目标处被反射而被接收到的信号通过与其频率对应于当前发射频率或与当前发射频率相差一恒定系数的信号混频转换到低频区域，低频接受信号在等距采样区中进行NA次采样，并通过这NA采样值，尤其是以离散傅立叶变换形式构成第一频谱分析，以便尤其能实现目标的距离测量以及多个目标同时检测的分离。

[0019] 在本发明一有益设计方案中，在用于雷达系统的方法中，在发射信号内未延迟时间和延迟时间Δt时所测得实际频率曲线之间构成差异，计算其频率曲线与该差异相对应的一个信号，通过该信号，尤其是以离散傅立叶变换形式实施频谱分析，由此产生一频谱，所得出的频谱或其数值直接用于推导频率调制的质量标准和/或从频谱与额定频率曲线中目标在运行时间Δt相对应的距离r的预期频谱之间的偏差推导出质量标准，其中，对两个频谱分析，使用相同的窗口函数，以及得出的比较用频谱涉及相同电平。

[0020] 在用于雷达系统的方法中还优选，可通过实际频率曲线与额定频率曲线之间的差异，尤其以离散傅里叶变换形式实施一频谱分析，所得出频谱或其值直接或在与系数相乘后用作频率调制的质量标准，其中，所述系数可能与假设目标距离成正比，或可能含有一正弦函数，其幅度与目标距离成正比，并与频谱分析的各相应频率控制点成正比。

[0021] 在用于雷达系统的方法中优选的是，从所确定的质量标准中推导出，通过实际频率曲线与另一检测目标的额定频率曲线的偏差是否形成检测或能形成检测，并在必要时可完全拒绝这类检测或将其标记为潜在的虚假检测。

[0022] 在本发明一有益的设计方案中，在用于雷达系统的方法中，可确定实际频率曲线的平均频率斜率或其与额定频率斜率的偏差，并将其用于计算目标距离。

[0023] 在用于雷达系统的方法中还可优选，确定实际频率曲线的中心频率或其与额定中心频率的偏差，并将其用于计算目标相对速度和/或角位置。

[0024] 根据本发明所述，雷达系统设置用于执行根据上述优选设计方案中任一设计方案所述的方法。附图说明

[0025] 图1中示出了一种雷达系统的范例性实施方式。

[0026] 图2示出了发射信号和接收信号的频率，该频率由所谓的频率斜坡构成，并且所用各相应天线组合由发射天线和接收天线构成。

[0027] 图3示出在第一次DFT(离散傅里叶变换)(左)前以及在第一次DFT(离散傅里叶变换)后(右)有两个目标时的采样信号。

[0028] 图4中示出其中正好有一目标的距离门4中通过频率斜坡旋转的频谱复值。

[0029] 图5以示意图的方式示出用于天线组合m的第二个DFT(离散傅里叶变换)后的二维复值频谱e(j、l、m)。

[0030] 图6示出单一天线与相距较远并在方位角αAz<0时与传感器相对静止的目标之间不同的行程长度。

[0031] 图7a示出一种有一个发射天线和8个接收天线的天线装置，这种天线装置与图1中带有2个发射天线和4个接收天线的天线装置等效；在图7b中，示出了对于这种等效装置而言，单一天线和相距较远并与传感器相对静止的目标之间的不同行程长度。

[0032] 图8a示出在距离相对速度门(9.0)中通过天线组合旋转的上述天线装置的频谱复值，在相对速度门中恰好有一目标存在(与传感器相对静止)；在图8b中按量示出第三次DFT(离散傅里叶变换)后的相关频谱。

[0033] 图9以示意图方式示出在三维DFT(离散傅里叶变换)前(左)的数据排列和三维离散傅里叶变换后(右)的三维复值频谱w(j、l、n)。

[0034] 图10示出按系数T＝2048划分的振荡器信号的局部(实线曲线)、滤波后得出的正弦信号(虚线曲线)及其在采样后得出的数值(用点表示)。

[0035] 图11示出一实际频率曲线的频率偏差fE(n)，该实际频率曲线相对于额定频率曲线略微扭曲，并有附加的周期性干扰，其中，中心频率和平均频率斜率与其额定值相符。

[0036] 图12a用对数表述(即单位为dB)示出实际频率曲线的距离范围e(j)的值(实线)及额定频率曲线中，对具有相同距离r＝45米和相同振幅1和使用相同的窗口函数的目标得出的距离范围值(虚线曲线)；在图12b中示出这两种距离范围的相对差值。

[0037] 图13示出有关一发射信号(着色点)每25ns读取一次，并在斜坡起点标准化的频率计数器数值；虚线所示是预期的额定曲线。

具体实施方式

[0038] 针对图1中大略示出的雷达系统的范例性设计方案。雷达系统有2个用于辐射发射信号的发射天线TX0和TX 1以及4个用于接收在目标上反射的发射信号的接收天线RX0到RX3；天线位于采用平面技术的平面电路板1.1上，以贴片天线的形式设置构成，其中，该电路板在车内水平和垂直方向上的定向如图所示。所有天线(发射天线和接收天线)在仰角和方位角上分别具有相同的波束特性。4个接收天线(以及其相位中心，即辐射中心)相互之间分别具有相同的横向距离，即彼此水平距离d＝λ/2＝6.2毫米，其中，λ＝c/24.15GHz＝12.4毫米是已辐射出信号的平均波长；两个发射天线彼此之间的水平距离是这个横向距离的4倍，即4d＝2λ。

[0039] 可分别通过多路复用器1.3和1.4选择两个发射天线中的一个和4个接收天线中的一个。

[0040] 相应选择的发射天线上辐射出的发射信号从24GHz范围内的高频振荡器1.2中获得，振荡器可通过控制电压v控制改变其频率。控制电压在控制装置1.9中生成，其中，这些控制装置例如包含一锁相回路或一数模转换器。这些控制装置的控制方法是，使振荡器的频率曲线至少与所需频率调制近似相符。为分析振荡器频率，在线路方块图1.11中(通过分频和/或混频)降低振荡器频率，并在线路方块图1.12中对得出的信号进行数字化—在进行数字化时，考虑两种不同的方法，一种是数模转换器，另一种是计数器；在数字信号处理单元1.10中对有关振荡器频率的数字信息进行分析评估。

[0041] 被分别相应选定的接收天线接收到的信号在实值混频器1.5中也与振荡器1.2的信号一起被混频到低频范围内。随后，接收信号经过具有所示传输函数的带通滤波器1.6、放大器1.7和数模转换器1.8；接着在数字信号处理单元1.10中对其进一步处理。

[0042] 为能测量与目标的距离，如图2所示，高频振荡器的频率以及发射信号的频率很快地线性变化(在8μs内变化187.5MHz，其中，中心频率为24.15GHz)；这就是所谓的频率斜坡。频率斜坡(每10μs)周期性重复；总共有2048个频率斜坡，它们全部有相同的额定频率曲线。
通过频率斜坡，由2个发射天线和4个接收天线构成的8个组合按TX0/RX0、TX0/RX1、TX0/RX2、TX0/RX3、TX1/RX0、TX1/RX1、TX1/RX2和TX1/RX3的顺序周期性重复，其中，在每个频率斜坡前选择相应的下一组合。在图2中，k是每个天线组合的2048/8＝256个频率斜坡的控制变量，m＝4·mTX+mRX是8个天线组合TXmTX/RXmRX的控制变量。

[0043] 单个点状目标的接收信号在混频后、在每个频率斜坡以及8个天线组合中每个组合的数模转换器上是一正弦状振动；这可借助图2进行如下解释：如果目标相对于雷达系统的径向相对速度为零，则所发射信号和所接收信号之间的频率差Δf是恒定的，并与信号传播时间Δt成正比，并由此与径向距离r＝c·Δt/2成正比，其中，c是光速，并且系数1/2考虑了与波的来回有关的传播时间Δt；在上述Δf＝2r/c·187.5MHz/8μs＝r·156.250kHz/米的解释中得出频率差Δf。由于接收到的信号用振荡器与发射频率进行实值混频，因此在混频器后得出具有频率Δf的正弦状振动。该频率在MHz范围内，并在非零的径向相对速度中进行多普勒频率变位，但多普勒频率仅在kHz范围内，因此相对于目标距离所产生的频率部分几乎可忽略不计。如有多个目标，则接收信号是不同频率的多个正弦状振动的叠加。

[0044] 在每个频率斜坡期间，分别以25ns的间距(即以40MHz的频率)采样数模转换器上的接收信号256次(参见图2)，其中，始终在相对于斜坡开始时相同的时间点开始采样。从图2中可见，只有在目标的接收信号到达感兴趣距离范围中的时间范围内进行信号采样才有意义—即在斜坡开始后，必须至少等待与最大感兴趣距离相对应的传播时间(当最大感兴趣距离为99米时，这个时间相当于0.66μs)过去；应注意，此处和下文中的距离始终指径向距离。

[0045] 然后，通过每个频率斜坡的256个采样值以快速傅里叶变换(FFT＝快速傅里叶变换)的形式构成离散傅里叶变换(DFT)。由此，能够将导致不同频率的不同距离中的目标分开(参见图3；有两个目标时，DFT(离散傅里叶变换)，前左侧信号s(i，k，m)，DFT(离散傅里叶变换)结果的右侧数值|e(j，k，m)|；在此，k是每个天线组合频率斜坡的控制变量，m是8个天线组合TXmTX/RXmRX的控制变量)。DFT(离散傅里叶变换)的每个离散频率控制点j与一距离r相对应，因此，与脉冲雷达类似，也可被称为距离门；在上述解释中，距离门恰好只有一个距离以及一个一米的宽度Δr(从Δr·156.250kHz/米＝1/(6.4μs)中得出)。在目标所在距离门中，在DFT(离散傅里叶变换)中出现功率峰值。由于已采样的接收信号是实值(由于是对称的，在DFT(离散傅里叶变换)的上半部分中没有额外信息)，并且图1所示的模拟带通滤波器1.6的上部过渡区的频率带宽为8.75MHz(相当于56个频率控制点的范围)，只能进一步处理256个离散频率控制点中的100个(应注意，无法实现任意窄的滤波器过渡区)。滤波器1.6抑制小频率，并由此抑制近距离目标的接收信号，以避免放大器1.7和数模转换器1.8的过调制(在天线上所接收的信号随目标距离的缩短而变强)。

[0046] 通过256个频率斜坡(k＝0，1，......，255)，在8个天线组合中每个组合m(m＝0，1，......，7)针对每个距离门j(即100个已考虑频率控制点的每个频率控制点)生成频谱复值e(j，k，m)。如果在与一距离门相对应的距离中恰好有一目标，则该距离门j中的频谱复值通过8个天线组合中每一组合m＝0，1，......，7的256个频率斜坡以多普勒频率旋转，因为距离(毫米范围内或更小)以及相关振动的相位位置随频率变化以相同形状变化(参见图4；
那里所示出的每个频率斜坡的45度相位变化对应目标的距离减少λ/(8·2)＝0.78毫米，其中，波长为λ＝c/24.15GHz＝12.4毫米，并且分母中的系数2考虑了波的来回，由此得出径向相对速度v相对速度＝0.78毫米/80μs＝35公里/小时；径向相对速度前面的正号被定义为远离)。分离同一距离门中具有不同径向相对速度的多个目标的方法是，对每个天线组合以及每个距离门通过在256个频率斜坡中产生的频谱复值计算一第二个DFT(离散傅里叶变换)。
所述第二个DFT(离散傅里叶变换)的每个离散频率控制点l与一组多普勒频率(由于多普勒频率的采样，其最多只能被确定为采样频率的一个未知整数倍)以及目标的一组径向相对速度v相对速度相对应，因此第二个DFT(离散傅里叶变换)的离散频率控制点也可被称为相对速度门；对径向相对速度，为了语言简化，从这里起省略了附加的“径向”。相对速度的单值性范围从2·v相对速度，EB·80μs＝12.4毫米得出v相对速度，EB＝280公里/小时。由此，给相对速度门l分配了相对速度v相对速度＝(l/256+p)·280公里/小时，其中p为整数。

[0047] 第二个DFT(离散傅里叶变换)不仅用于确定相对速度，而且还通过其积分提高检测灵敏度—在256个频率斜坡上提高约10·log10(256)＝24dB。

[0048] 根据相对速度的该第二个DFT(离散傅里叶变换)，对于每个天线组合m得出一个二维复值频谱v(j，l，m)，其中，单个单元可被称为距离相对速度门，并通过目标在各相应距离相对速度门上出现功率峰值(参见图5)。

[0049] 最后，合并8个天线组合的信息。来自两个发射天线并在单个点状目标上反射的波根据方位角αAz以彼此不同的相位位置到达4个接收天线，因为目标和发射天线及接收天线之间的距离略有不同。现对此进行详细说明，其中，所考虑目标首先要相对于传感器是静止的，即其相对速度为零。在图6中，示出在垂直投射时，方位角αAz<0(正αAz表示电路板平面焊接表面的右侧)以及仰角αEl＝0(在与电路板平面水平的焊接表面中)时，天线的相位中心以及到一距离较远，并相对于传感器静止的目标的辐射行程；所述目标距离很远，以至于可将辐射行程假设为平行，即目标处于天线装置的远场内。从发射天线TXmTX到目标，并返回到接收天线RXmRX的天线组合m＝4·mTX+mRX的行程长度r(m)的计算方法为

[0050] r(m)＝2·rRP+sin(-αAz)·(a+mTX·4d+a+d/2+mRX·d)＝2·rRP+sin(-αAz)·(2a+d/2+m·d)，

[0051] 其中，rRP是从天线电路板上一参考点RP到目标的行程长度，a是参考点和发射天线TX0之间的一水平距离。从该关系式中可见，距离随天线组合的编号m线性变化。参数(2a+d/2+m·d)表示天线组合m所谓相对相位中心到参考点RP的水平距离，并是相关发射天线和接收天线到参考点的水平距离之和(一发射天线和一接收天线组合的相对相位中心在此定义为从一参考点到发射天线和接收天线相位中心的两个矢量的总和)。

[0052] 天线组合m＝0，1，......，7和天线组合m＝0的接收波之间的相位差根据不同行程长度r(m)得出，其计算方法为

[0053]

[0054] 并且该相位差也随着天线组合的编号m线性变化。不同天线组合接收到信号的振幅是恒定的，因为所有天线具有相同的波束特性，对电平分析而言，天线到远距离目标的距离仅有可忽略不计的极小不同。

[0055] 如直接可见，在图7a中所示出的具有图7b所示垂直投射的天线装置，其行程长度r(m)以及相位差与到目前为止所考虑图1所示的天线装置相同；图7a所示天线装置仅有一个发射天线TX0和8个等距的接收天线RX0到RX7，其中，天线组合m＝mRX由发射天线和接收天线RXmRX构成。由于相同的单一天线以及天线组合彼此相同的相位关系，这两种天线装置在角度测量性能方面是等效的。但在此所介绍的图1中的天线装置有一优势，即与图7a所示的传统天线装置相比，这种天线的水平延伸几乎只有一半，由此可显著减小传感器尺寸。

[0056] 通过8个天线组合m随方位角增大或减小的相位差除了可能存在的恒定的并由此可补偿的相位移之外(例如由于不同的导线长度)，截至第二个DFT(离散傅里叶变换)之后都可获得；如果在一距离相对速度门(j，l)中仅有一个目标，则那里的频谱复值v(j，l，m)通过8个天线组合m＝0，1，......，7以取决于方位角的恒定旋转速度旋转(参见图8a中的示例)。因此，可在每个距离相对速度门中对方位角方向进行一数字波束成形。为此，将复值分别与一组带有线性变化的复数系数相乘，可得出8个天线组合的复值之和；根据各相应系数组的线性相位变化，得出带有不同辐射方向的辐射波瓣。这些辐射波瓣的辐射宽度明显小于单一天线的辐射宽度。通过16点DFT(离散傅里叶变换)实现上述求和，其中，通过8个零补充8个天线组合的8个数值。所述DFT(离散傅里叶变换)的离散频率值n＝0，
1，......，15与相邻天线组合(mods(n，16)之间的不同相位差
相对应，因此，被称为对称取模，即投影到区域-8......+8)，并因
此出现不同的方位角
由此也可将其称为角度门。在图8b中按量显示图8a所示情况的第三个DFT(离散傅里叶变换)的频谱曲线w(j，l，n)，这些情况与一方位角为αAz＝14.5度的点状目标有关(相邻天线组合之间的相位差为45度，相当于π/4，与n＝2、方位角αAz＝arcsin(π/4)＝14.5度的d＝λ/2相对应)。第三个DFT(离散傅里叶变换)不仅用于检测方位角，而且它通过其积分将8个天线组合的检测灵敏度提高约10·log10(8)＝9dB。

[0057] 到目前为止，在确定方位角时，假设目标的相对速度为零。如果不是这种情况，则在时间上分别错开40μs激活的两套发射天线的接收信号之间的相位还应与以下假设为恒定的相对速度成正比变化，因为在该时间段内距离分别变化很小。由于每第三个DFT(离散傅里叶变换)属于距离相对速度门，并由此属于一特定的相对速度，因此可在第三个DFT(离散傅里叶变换)前或后，对通过8个天线组合由相对速度生成的线性相位变化进行补偿。在DFT(离散傅里叶变换)前进行一补偿时，必须移动复数输入值的相位，在DFT(离散傅里叶变换)后进行补偿时，必须移动属于输出值的离散频率值n。由于上面所述的相对速度模糊性，根据所使用的模糊相对速度假设，这种补偿将导致不同的方位角。

[0058] 在这用于方位角的第三个DFT(离散傅里叶变换)后(包括相对速度生成的天线组合线性相位变化补偿)，得出一个三维复值频谱w(j，l，n)，其中，单一单元可被称为距离相对速度角度门，并通过目标，在各相应距离相对速度角度门上出现功率峰值(参见图9；左侧是三维DFT(离散傅里叶变换)前的数据排列，右侧是三维DFT(离散傅里叶变换)后的数据排列)。

[0059] 通过确定功率峰值，可检测目标参数并计算出其距离和相对速度等参数(可能的模糊性除外，参见上文)以及方位角(与相对速度各模糊性假设都相应有一数值，参见图9)。由于由DFT(离散傅里叶变换)窗口引起的功率峰值在相邻单元中也有电平，因此，通过取决于该电平的插补，可以比门宽度精确得多的方式确定目标参数。应注意的是，在选择三个DFT(离散傅里叶变换)窗口函数时，应确保一方面功率峰值不会过宽(用于目标的充分分离)，但另一方面窗口频谱的旁波瓣不会过高(目的是在有强反射目标时，仍能识别弱反射目标)。根据功率峰值的高度，可作为第四个目标参数对其反射横截面积进行估计，该横截面积说明了目标反射雷达波的强度。由于每个系统中现有的噪声(例如因热导致的噪声)，在三维DFT(离散傅里叶变换)后，即使没有接收到目标反射，仍会产生一定的功率水平；这种在一定程度上由于统计效应而变化的噪声水平表示检测能力的物理下限。在检测阈值上方，由目标功率峰值构成的检测阈值比平均噪声大约高12dB。

[0060] 到目前为止，主要观察的是具有恒定径向相对速度和没有横向运动的点状目标(即在宽度和长度上都不会延伸)。三维傅里叶变换后的功率峰值是“尖锐的”；其形状与窗口函数向速度、距离和角度这三个目标参数位置移动的三维离散傅里叶变换相符—根据各相应速度、距离和角度中任一维度，功率峰值的形状是各相应窗口函数向各相应目标参数移动的一维离散傅里叶变换。不适用于上述条件的目标，在三维傅里叶变换后具有“模糊”功率峰值。

[0061] 所述目标的检测以及所属相关目标参数的确定表示一测量周期，并提供周围环境的一实时图像；该过程约每40毫秒周期性重复一次。为评估周围环境情形，还会对实时图像进行超越周期的依次连续跟踪、过滤和分析评估；其原因尤其是：

[0062] ·有些参数无法直接在一个周期中确定，而只能从依次连续的周期性变化中确定(例如纵向加速度和横向速度)，

[0063] ·目标运动可能经过多个周期变得合理，从而得出更稳定和更可靠的周围环境描述；由此，例如经依次连续的周期得出的(径向)距离变化必须与测量得到的(径向)相对速度相匹配，这得出了冗余并由此在周围环境描述中得出附加的可靠性，

[0064] ·通过多个周期的时间过滤减少测量噪声。

[0065] 通过依次连续周期对目标检测的跟踪和过滤也被称为跟踪。在此，对每个目标，从当前周期的跟踪目标参数中预测下一周期的数值。将这些预测与下一周期中以瞬间摄影形式检测到的目标及其目标参数进行比较，以便将它们适当地分配给彼此。然后将属于同一目标的预测和测量到的目标参数进行合并，由此得出当前被跟踪的目标参数，该目标参数由此代表在依次连续周期中已过滤的数值。如果在一个周期中无法明确确定特定的目标参数，则必须在跟踪时考虑不同的假设。从被跟踪目标和所属相关被跟踪目标参数，分析和解释各相应驾驶员辅助系统的周围环境情形，以便由此启动相应行动。

[0066] 上述内容已解释了，具有恒定径向相对速度以及没有横向运动的点状目标在三维傅里叶变换后得出“尖锐”的功率峰值，其形状与窗口函数向速度、距离和角度三个目标参数的位置移动的三维离散傅里叶变换相符—在此，关于速度、距离和角度中的任何一个相应维度，功率峰值的形状是各相应窗口函数向各相应目标参数移动的一维离散傅里叶变换。然而，这仅适用于一种理想电路，尤其是理想的天线和一种理想的频率调制。在现实中，频率调制是不可能完美的，例如由于如热噪声或热或电瞬态效应等物理噪声效应，或由于数字电路中的有限精确度以及量化引起的数模转换(例如用于直接生成振荡器控制电压或用于PLL(锁相回路)的调节设定，即一所谓PLL(锁相回路)的数模转换器的有限分辨率)。除了这类非理想电路产生的原理原因导致的偏差外，由于单一电路部件失灵或功能故障而导致在频率调制中出现明显更大的偏差。

[0067] 在下文中，仅考虑在发射信号序列(即频率斜坡)上同类频率调制的偏差，即在所有频率斜坡，发射频率的实际曲线在发射信号内与额定曲线具有同类偏差。

[0068] 这种不完美的频率调制导致，即使是点状目标，在距离维度中的功率峰值也会变得模糊或分解，这可能导致错误测量距离、较大目标遮挡较小目标以及生成幻象目标。由此，通过雷达系统执行的驾驶员辅助功能可能出现错误的工作方式；在紧急制动辅助中，例如可能由于幻象目标而非法激活紧急制动，从而可能导致会有严重后果，甚至造成人员死亡的后车追尾撞车事故。

[0069] 因此，重要的是，持续监控频率调制的质量，并在必要时校正出现的偏差或禁用驾驶员辅助功能。

[0070] 为实现对频率调制的监控，首先考虑的情况是：图1线路方块图1.11中的振荡器信号通过分频在频率上降低系数T＝2048，然后在线路方块图1.12中通过实值模数转换以采样频率fA＝40MHz进行数字化。

[0071] 在经系数T＝2048的分频后，得出频率在(24.15GHz±187.5/2)/2048＝11.8MHz±45.8kHz范围内的信号—只要振荡器频率以恒定的线性斜率和恒定频率位置(即恒定的初始频率和中心频率)与图1所示的额定曲线相符，经分频后信号的频率在每个频率斜坡处，从下限值到上限值线性变化，即围绕91.6kHz变化；如果频率斜坡的开始时间点分别被相应定义为t＝0，则在8个天线组合(m＝0，1，......，7)中每个组合的K＝256个频率斜坡(k＝0，
1，......，K-1)的每个频率斜坡过程中，已分频的频率适用的是：

[0072] fT(t，k，m)＝fTM+bT·(t-4μs)＝fTS+bT·t，0≤t≤8μs

[0073] 包括fTM＝11.8MHz，fTS＝11.75MHz以及bT＝91.6kHz/8μs。

[0074] 典型情况下，分频器的输出信号具有矩形曲线；图10中示出一局部(实线曲线)。为实现正弦状曲线，该信号用低通滤波器滤波，该低通滤波器抑制矩形信号的所有谐波(谐波是各相应基频的奇数倍，即3·11.8MHz＝35.4MHz，5·11.8MHz＝59MHz，......左右)；为此，可在此使用一典型的反混叠低通滤波器，其极限频率为采样频率的一半，即20MHz。在图10中还示出随后得出的正弦状信号(虚线曲线)。通过经分频的频率fT(t，k，m)的积分得出该正弦状信号sT(t，k，m)的相位曲线所以适用的是：

[0075]

[0076] 包括

[0077] 其中，表示各相应斜坡起点(即t＝0时)的相位，通常随频率斜坡的变化相位也不同；As是信号的振幅。

[0078] 在采样25ns采样区(采样频率fA＝40MHz)内的正弦状信号sT(t，k，m)后，同样得出在图10中所记录的数值；对已采样信号sTA(n，k，m)适用的是：

[0079]

[0080] 在数字信号处理单元1.10中，以数字化形式对所有这些K0＝2048个信号(每个频率斜坡一个)进一步处理，以便从中确定频率调制的品质，这在以下内容中阐述。

[0081] 采样所得分频信号sTA(n，k，m)的上述关系表示理想情况，即频率的实际曲线对应于线性额定曲线，并且信号没有叠加噪声。然而，实际上，频率尤其可有一系统性的、即对所有频率斜坡都相同的偏差fE(t)(例如通过PLL(锁相回路)的瞬态效应或在生成频率生成用控制或调节预先设置中的偏差)。在采样所得分频信号中，这导致相位偏差该相位偏差与频率偏差fE(n)具有下列关系：

[0082]

[0083] 此外，实际信号sTA(n，k，m)也带有例如由于振荡器相位噪声以及模数转换时的量化效应而形成的一个噪声分量r(n，k，m)。实际信号sTA(n，k，m)总的得出：

[0084]

[0085] 其中，0≤n≤8μs·fA，即0≤n≤320。

[0086] 尽管噪声分量r(n，k，m)远小于带有振幅As的有效分量，但通常噪声分量如此之大，无法从唯一一个频率斜坡的信号sTA(n，k，m)以足够精度确定相位偏差以及与此相关的频率偏差fE(n)。因此，需要对许多频率斜坡进行平均，以便能充分确定噪声分量。如果现只简单地对信号sTA(n，k，m)直接进行平均(即对每个采样时间点n构成平均值)，则由于通常随机分布的不同起始相位也会对很大程度上相互抵消的信号求平均值，从而无法实现频率偏差估计的改善。

[0087] 如果为此实施信号sTA(n，k，m)至少一部分相位正确的累加，即事先首先对信号进行相位标准化，即将信号移动到相同的相位位置，然后这一平均才会产生积极效果。为此，实值信号sTA(n，k，m)首先转换成其对应的复值信号，即其分析信号sTAC(n，k，m)：

[0088]

[0089] 其中，rC(n，k，m)是噪声r(n，k，m)的分析信号，并且具有的振幅比振幅为As的信号的有效分量要小很多；指的是虚数单位。通过以所谓理想的希尔伯特滤波器的复值滤波形成一分析信号，这种滤波器抑制所有负频率并让带有恒定传输系数1的所有正频率通过。在实际滤波器中，无法在封锁负频率和通过正频率之间实现无限窄的过渡区域。但这在当前信号sTAC(n，k，m)中也是不必须的，因为仅在一个±fTM＝±11.8MHz的狭窄区域内才有相关的频谱分量；因此，借助零位在频率-fTM＝-11.8MHz的一次复值滤波器进行滤波就足够了。在该希尔伯特滤波后，根据上述公式以近似的方式得出分析信号sTAC(n，k，m)，其中，复值噪声rC(n，k，m)也包含负频率中的分量，但这不会对后续处理带来干扰。

[0090] 为实现相位标准化，现将2048个近似分析信号sTAC(n，k，m)中的每一个分别乘以其第一个值的共轭复数(在n＝0情况下)；然后得出：

[0091]

[0092] 其中，conj(·)表示共轭复数值。由于噪声rC(n，k，m)的幅度远小于信号幅度As，因此，在该关系式中第一分量占优势，而其他分量代表小得多的噪声，并随后被并入噪声信号rCN(n，k，m)：

[0093]

[0094] 由于相位标准化，这些信号的有效分量，即第一个累加数，现在对每个斜坡都是相同的。如果在所有2048个斜坡上加上这些信号(k＝0，1，......，K-1和m＝0，1，......，7)，则会使幅度中的有效成分提高系数2048，功率中的有效成份提高系数20482，而对频率斜坡随机，即不予以控制的噪声，功率仅提高系数2048(幅度提高系数45)；由此，与仅使用单个频率斜坡相比，信噪比要好10·log10(2048)＝33dB。

[0095] 在累加和除以斜坡数2048后，产生平均信号

[0096]

[0097] 其中，在其功率平均中比在频率斜坡中小约系数2048的平均所得噪声rCM(n)在第二说明方式中由振幅噪声ar(n)和相位噪声表示。从通过测量和处理确定的复数值sTAM(n)的相位和已知参数fTS，bT和fA，现可确定相位曲线

[0098]

[0099] 如果在上述相位偏差和频率偏差fE(n)之间的关系中使用通过测量确定的相位偏差，则通过分析评估下列关系获得通过测量确定的频率偏差fEmess(n)：

[0100]

[0101] 所测得频率偏差fEmess(n)与实际频率偏差fE(n)之间的差别通常只有一个小的测量偏差

[0102]

[0103] 该测量偏差可进一步降低，方法是扩展到多个周期取平均值。为此，可对每个周期所确定的频率偏差求平均值，或扩展到多个周期对相位标准化的信号求平均值。

[0104] 还须注意的是，能确定的相位只能恰好是2π的整数倍，因此通过有关2π的取模计算确定fEmess(n)，可明确确定的频率偏差范围“仅”为T·fA，但在当前的示例中该偏差范围高于80GHz，并由此高于可能偏差的幂。

[0105] 现在，还将解释上述方法的一些修改：

[0106] ·从上述关系式中可见，相位噪声 (例如由数模转换器的量化噪声产生)在测量偏差上有一个由分频器系数T增强的影响，并因此有一较高分频系数的缺点；在通过混频降低振荡器信号时，不会出现该问题；然而，在24GHz范围内生成一第二信号是复杂的；因此，也可实施一种分频和混频的组合；为此，例如可首先将振荡器信号除以系数64，分频到大约377MHz的范围，然后，用一367MHz的固定频率向下混频，

[0107] ·对相位标准化，也可使用不同于上面使用第一数值(n＝0)的值，例如使用频率斜坡的一中值，

[0108] ·在分析评估平均所得信号sTAM(n)前，可再次执行希尔伯特滤波，以生成更准确的分析有效信号，并降低负频率中的噪声分量；应注意的是，不完美的分析信号对相位标准化影响很小(只有很小的平均损失)，而对频率偏差fE(n)的估计影响较大，

[0109] ·希尔伯特滤波的系数也可以可变方式选择，即分别与各响应额定频率曲线相匹配；例如，在一级希尔伯特滤波器中，在频率斜坡内可更改系数，以使零点始终位于各相应额定频率的负值，

[0110] ·上面假设，频率偏差fE(n)在所有8个天线组合(m＝0，1，......，7)中是相同的；例如，由于振荡器频率与负荷的关系，天线组合间的偏差也可能不同；然后，每个天线组合通过各相应所属的256个频率斜坡，执行频率偏差fE(n，m)的平均以及随后的确定。

[0111] 下文解释如何进一步处理如上所确定频率偏差fE(n)(应注意的是，所测得频率偏差fEmess(n)和实际频率偏差fE(n)之间不再有区别，因为假设所作确定足够准确)；在此，考虑的是频率偏差不取决于天线组合m的情况—当然所述想法也可转用到频率组合取决于天线组合的情况。频率偏差fE(n)消除实际频率f实际(n)与额定频率f额定(n)的系统性偏差，即一例如通过PLL(锁相回路)的瞬态效应引发，对所有频率斜坡都相同的偏差：

[0112] f实际(n)＝f额定(n)+fE(n)，0≤n≤320

[0113] 以及f额定(n)＝fM+b·(n/fA-4μs)＝fS+b·n/fA

[0114] 以及fM＝24.15GHz，fS＝24.06MHz以及b＝187.5MHz/8μs，

[0115] 其中，用于采样率fA＝40MHz的时间离散指数n从持续时间8μs的频率斜坡开始一直延伸到频率斜坡结束。而接收信号的采样是在频率斜坡的6.4μs后实施的；之前的1.6μs需要用于(尤其是通过频率生成和接收行程中滤波造成的)瞬态效应，以及用于对应于感兴趣距离的相对应运行时间(在一最大感兴趣距离为99米时为0.66μs)。第一部分例如20个值(即第一个0.5μs)不用于评估频率调制，因为频率生成的瞬态效应在那里仍很高，并且该频率范围还未有效影响接收信号。

[0116] 在出现频率偏差fE(n)情况下，优选方法是对这些频率偏差进行补偿。其中一种方法是相应更改用于生成频率调制的控制信号(在直接生成振荡器控制电压时通过数模转换器改变其控制数值或在PLL(锁相回路)中改变用于预先调节规定的信号)，这一更改也可以重复方式进行。另一种方法是，在分析评估接收信号时对频率偏差fE(n)加以考虑。例如，频率斜坡与额定目标有偏差的(平均)斜率b对距离门经更改的长度造成影响(参见后续推导)，则可在确定距离中相应加以考虑；频率斜坡实际斜率的计算例如可通过实际频率曲线f实际(n)的一线性回归来完成。频率斜坡的中心频率与其额定值的偏差会改变平均波长，从而影响所计算得出目标的相对速度和角度位置(参见后续推导)；通过使用实际中心频率取代额定中心频率可避免偏差。

[0117] 如果频率偏差fE(n)不能被补偿，须评价其对检测质量的影响是否在一可接受范围内，即不会出现不可接受的功能限制；否则，应限制或禁用所涉及的驾驶员辅助功能和/或自主驾驶操作功能。

[0118] 特别关键的是与线性曲线的偏差；这方面的示例是对实际频率曲线的考虑，所述实际频率曲线相对额定频率曲线略微扭曲，并有附加的周期性干扰，其中，中心频率和平均频率斜率与其额定值相对应—图11中示出的是相应的频率偏差fE(n)。为评估这类偏差，现可例如确定线性回归的最大值或标准偏差。但这些值只给出检测质量变差的粗略提示。

[0119] 要获得更准确的评估，必须深入分析。在第一方法中，为此可计算目标在实际频率曲线中所求得的距离范围(即第一次DFT(离散傅里叶变换)有关一频率斜坡接收信号的采样值结果)；作为示例，这里使用距离r＝45米，其相关的运行时间是Δt＝300μs。接收信号的频率得出未延迟实际频率曲线和延迟时间Δt＝300ns的实际频率曲线之间的差异，以及借助该频率差异的积分所得到的发射信号的相位；由此，对实值接收信号(在频率斜坡6.4μs后，同样用采样率fA＝40MHz求取；振幅应为1)得到：

[0120] s(i)＝sin(2π·sum(f实际(n)-f实际(n-12)，65，65+i)/fA)，0≤i≤255，[0121] 其中，sum(g(n)，u，o)表示序列g(n)通过u≤n≤o求和。该信号的频谱e(j)通过DFT(离散傅里叶变换)得出；只要在正常周围环境检测数据分析评估中使用一窗口函数w(i)，则在此使用相同的窗口(即在应用DFT(离散傅里叶变换)前信号s(i)与w(i)相乘)。对根据图11的频率偏差fE(n)，在图12中对所得距离范围e(j)按量示出(实线；对数表示，以dB为单位)，其中，指数j表示距离门。为了比较，图12a还示出了距离范围，该距离范围在目标的额定频率曲线中，在相同的距离，以相同的振幅1，并在应用相同窗口函数的情况下得出(虚线曲线)。通过实际频率曲线中的扭曲，除很小的偏移外，隶属于目标的功率峰值还会加宽j＝45左右，例如这可导致在一大目标周围环境中不再能检测到较小目标(只要它们具有相同的相对速度和大致相同的角度，因为否则可通过其参数对其加以区分)。功率“减弱”到一更宽的功率峰值，还可导致电平的减小，由此检测敏感度下降，这可能导致通常无法再检测到较远距离的较小目标。通过周期性频率干扰，在j＝29以及j＝59时还会产生额外的更小功率峰值；这点特别严重，因为由此可生成处于实际目标附近，具有相同相对速度的幻象目标，由此例如取代在一较慢目标上适度的制动可能会导致一剧烈的紧急制动(因为检测到一个明显更接近的、更慢的幻象目标)。

[0122] 为评估频率调制的品质，例如可在极限曲线上按量检查针对实际频率曲线所计算的距离范围e(j)；作为替代选择，也可在一极限曲线上检查距离范围相对于实际频率曲线和距离范围相对于额定频率曲线之间的偏差。在图12b中示出了上述示例的距离范围的偏差，其中，该偏差已被标准化为额定频率曲线距离范围的最大值，并以dB为单位进行描述；通过标准化为额定频率曲线距离范围的最大值，在此也称为相对偏差。

[0123] 在极限曲线上的检查示出了二元质量标准(即具有两种结果状态：好或坏)；作为替代选择，还可定义一种类似的质量标准，例如：距离范围相对于实际频率曲线和距离范围相对于额定频率曲线之间的最大相对偏差。

[0124] 上面考虑的距离范围对应于给定距离r＝45米处的一个目标；在其他距离处，对在图12b中所示距离范围相对于实际频率曲线和距离范围相对于额定频率曲线之间的相对偏差得出另一曲线，由于被改变距离造成的位置移动除外。一般情况下，距离范围相对于实际频率曲线和距离范围相对于额定频率曲线之间的相对偏差借助下列偏差函数以近似方式描述

[0125] E(j)＝20·log10[|2π·sin(π·j/256·fA·Δt)/(π·j/256·fA)·FE(j)/WS|][0126] ＝20·log10[|2π·Δt·si(π·j/256·fA·Δt)·FE(j)/WS|]，0≤j≤255，

[0127] 其中，FE(j)表示65≤n≤320的频率偏差fE(n)的DFT(离散傅里叶变换)，这一长度256的DFT(离散傅里叶变换)又以窗口函数w为基础，WS表示256个窗口数值的总和，这里指定为对数表示(即以dB为单位)。该偏差函数的目标是相对于位置，即距离门；用于确定距离范围之间实际相对偏差，它被目标的距离门周期性移位。此外，偏差函数也没有描述在其它距离门(即尤其新形成的其他功率峰值)中因功率损失引起的功率峰值小的绝对减小。

[0128] 现在，又可在极限曲线上检查该偏差函数E(j)，或将其最大值确定为绝对质量参数；在此，可只考虑一目标距离r，即一运行时间Δt(例如最大值)，或在此考虑所有驾驶员辅助功能相关的运行时间Δt。根据发展趋势，系数Δt对最长运行时间最关键，根据DFT(离散傅里叶变换)FE(j)的形式即使在较小运行时间也可出现偏差函数E(j)较高的数值。

[0129] 对于上述评估，可简单地省略系数si(π·j/256·fA·Δt)，因为它的数值最高为1，并仅考虑最大相关运行时间Δt。实际上，这仅对应于考虑频率偏差fE(n)的DFT(离散傅里叶变换)FE(j)的数值来评估频率调制品质。

[0130] 还应注意的是，偏差函数E(j)对称于中心J＝128，由此，为判断频率调制品质，对偏差函数的分析评估只须考虑范围0≤j≤128中的数值就行了。

[0131] 在图11和图12所示的示例中，通过周期性频率偏差还额外产生在实际目标周围更小的功率峰值，这可能导致出现与实际目标具有相同相对速度的幻象目标。如果从实际频率曲线的分析中了解到此类干扰线有或可能有多高(例如通过一种如上所述的判断)，则可为每次检测检查，这类干扰线是否是或可能是由于具有相同相对速度的其他检测的错误频率调制而产生的，然后必要时完全拒绝这种检测或将其标记为潜在的伪检测。

[0132] 在到目前为止的推导中认为，所有发射信号具有相同的额定频率曲线。但也有其他用法，其中频率斜坡的斜率预先规定为是恒定的，而其频率位置，即其初始频率和同样重要的中心频率有意通过发射信号而变化。发射信号彼此之间的这种频移导致，分频信号的相位有一线性分量的区别，这可能在信号sTAN(n，k，m)累加时对2048个发射信号具有明显作用(例如也被(部分)抵消)。因此，在近似分析信号sTAN(n，k，m)累加前必须消除这类变化的线性相位分量，这可通过与旋转单位指示器相乘来实现，其中，Δf(k，m)是例如所有中心频率的平均值等各相应中心频率的偏差；也可这样诠释，所有信号sTAN(n，k，m)频谱移位到相同频率位置上。

[0133] 在到目前为止的考虑中，已对实际发射信号期间的频率调制进行了监控(即为周围环境检测，对发射信号及其所属接收信号进行分析评估)。为给已分频振荡器信号的数字化节省附加的数模转换器，可使用接收信号采样所用的数模转换器。但随后无法在周围环境检测的同时进行频率调制监控；因此可引入另一具有相同频率曲线的发射信号序列来监控频率调制—然后，在不同频率斜坡进行频率调制监控和周围环境检测，频率斜坡或设置在两个连续的线路方块图中或优选通过相互嵌套的方式配置。在用于监控频率调制的斜坡中，还可关闭发射功率(为了节省功率，只要这对频率调制的偏差没有影响)。

[0134] 到目前为止，为了对频率中已分频的振荡器信号进行数字化应使用数模转换器；现作为替代，应在图1的线路方块图1.12中使用一计数器。其中，线路方块图1.11中的振荡器信号仅被分频了系数T＝4，因此中心频率为fT＝6.04GHz。计数器在已分频的矩形信号的每个正边沿上将其值增加1；即它对已分频信号的周期数进行计数。计数器无需在每个频率斜坡起点重新初始化，而是简单地继续计数，即使在频率斜坡之间也是如此—即可将其称为无需中间初始化的自运行的计数器。

[0135] 在8个天线组合中每个组合(m＝0，1，......，7)中每个持续8μs的K＝256个频率斜坡(k＝0，1，......，K-1)中，每25ns读取计数器(即以与接收信号采样相同的节拍读取)；读取时间点通过指数n＝0，1，......，320表示，读取的计数器值为z(n，k，m)。从绝对意义上讲，随频率斜坡的变化计数器值区别很大，因为它们通过连续递增不断提高。为了标准化，它们各自分别引用其第一个数值z(0，k，m)，即分别相应减去该值：

[0136] zN(n，k，m)＝z(n，k，m)-z(0，k，m)，n＝0，1，......，320；

[0137] 由此，在每个频率斜坡有一个近似相同的曲线；应注意的是，也可在另一值，例如在频率斜坡的中间进行标准化。图13示出针对频率斜坡k和天线组合m的标准化计数器值zN(n，k，m)的曲线。虚线所示是预期的额定曲线，它通过线性频率调制示出一抛物线部分(标准化的计数器值与信号相位成正比，信号相位通过在斜坡起始处开始的积分经线性信号频率获得，并由此有一正方形分量)；应注意的是，图中夸大示出了额定曲线的扭曲。图13中的点表示所确定的标准化计数器值zN(n，k，m)。

[0138] 额定曲线(在图13中夸张所示)的偏差主要是通过计数器向上舍入到周期的一整数得出的—计数器仅对经分频矩形信号的正边沿计数。即如果在斜坡起始处和一读出时间点n之间例如有分频信号的1210.5个周期，则标准化所得计数器数值为1210或1211，这取决于斜坡起始处和下一个正边沿之间存在多于半个周期或是少于半个周期。即偏差为加上或减去半个周期，带有一分别为50％的概率；随后，标准偏差也是半个周期。如果计数器的起始时间点和读取时间点n之间只有1210.25个周期，则测得周期为1210的概率为75％，测得周期为1211的概率为25％；然后，得出的标准偏差为0.43个周期。如果起始时间点和读取时间点之间恰好相隔1210个周期，则始终测得正确的数值，并且标准偏差为0。因此，测量偏差最多扩展到增加一个周期或减少一个周期；在不同信号频率上看，分布是三角形的，最大偏差为0，因此，标准偏差是一个周期的1/√6部分。

[0139] 首先应基于频率斜坡对一频率评估进行解释(即使以后不这样做)。从标准化得到的计数值zN(n，k，m)可估计斜坡起始处和各所考虑相应时间点(斜坡起始处后n·25ns)之间分频信号的平均频率，方法是标准化得到的计数值除以所属的时间段n·25ns；振荡器的频率及由此发射频率增加系数T＝4(即分频系数)。最多增加或减少一个周期的偏差对应于一针对分频信号的频率偏差±1/(n·25ns)，并由此对应于针对发射信号的一频率偏差±4/(n·25ns)。如果通过两个不同时间点(于指数n1和n2)之间标准化所得计数器值的偏差确定这两个时间点之间的平均频率，则也类似适用这些关系；针对发射信号的最大频率偏差为±4/((n2-n1)·25ns)。对两个例如间隔大约为250ns的时间点，得到一最大偏差为16MHz，以及标准偏差为16MHz/√6＝6.5MHz—标准偏差考虑到，为了特性化描述频率调制，分别对一超出频率斜坡的时间段序列加以考虑，并在不同时间段对应于不同的频率，以及由此对应不同的偏差分布。

[0140] 对在发射信号内频率调制，即频率曲线的分析，该偏差太大，因为实际曲线相对于额定曲线明显较小的偏差也会在周围环境检测中导致无法接受的偏差，并由此使偏差不被发现。

[0141] 通过所有2048个频率斜坡的平均，可以明显更准确的方式确定一系统性的，即对所有斜坡同类的频率调制偏差。为此，累加通过所有2048个频率斜坡中每n个频率斜坡的标准化所得计数器值zN(n，k，m)，并由此获得累加的标准化所得计数器值ZN(n)。在指数n1和n2两个时间点之间的平均频率通过所有频率斜坡进行平均，由此得出(ZN(n2)-ZN(n1))/((n2-n1)·25ns)·4/2048。由于斜坡起始时分频信号的相位通常经由频率斜坡变化，因此计数器值zN(n，k，m)的上述偏差也只计数完整的周期。在斜坡起始阶段近似随机的变化中，具有上述概率的偏差假设分别为两个相应值，并在平均时随着频率斜坡数的增加从统计学角度看变得越来越小(计数器的量化偏差被越来越多地平均抵消)。由此，偏差的标准偏差降低系数√2048＝45；对两个例如相隔250ns的时间点得到144kHz的标准偏差。

[0142] 籍此测量精度，可极好地检查频率调制的线性度。通过多个雷达周期对如此确定的频率曲线或频率偏差进行平均，可实现甚至更高的精度。

[0143] 为了通过所使用的许多频率斜坡提升测量精度，如上所述，分频信号(以及由此振荡信号)的相位在斜坡起始处必须随频率斜坡的变化而变化。如果相位噪声效应或其他效应不足以满足这方面的要求，则可例如通过在实际发射信号间振荡器频率一个或多个参数的变化强制实行；例如通过改变频率回跳的时间点(即斜坡终点略有变化)。

[0144] 还应提到的是，实际计数器在其长度方面，即在其最大计数器读数方面是有限的，并由此可能出现溢出—即达到最大计数器读数，然后它会在下一个计数边沿重新跳回到0。这相当于一种取模计算；如果在取模计算中进行计数器的分析评估，则由于溢出在结果中不会有失真，只要在两个观察时间点n1和n2之间需计数周期的数量不超过计数器长度(即最大计数器读数)。

[0145] 从上述推导中可见，测量精度随着分频器比例T的增加而降低。另一方面，频率分频得越少，计数器越快—但更快的计数器在电路技术方面只有以很大的开销才能实现，并且功率消耗很大。混频可绕开该问题，因为混频对测量精度没有影响；但生成24GHz范围内的第二个信号非常繁复。因此也可采用一种分频和混频的组合。为此，例如首先将振荡器信号减小系数4，分频到约6.04GHz的范围内，然后，与5.8GHz的固定频率向下混频，由此使计数器只须在恰好200MHz的范围内工作。

[0146] 用于降低分频系数T的另一方法是既可对已分频信号的正边沿也可对已分频信号的负边沿进行计数的计数器。

[0147] 最后，还应对上面介绍的，用于对已降低频率的振荡器信号进行数字化的两种方法的优点和缺点进行简要讨论。与计数器方法相比，数模转换的优点在于它可用更大的分频器系数工作，因为它原则上可更准确地测量频率和相位(在输入信号频率相同的条件下)。但通常数模转换器的实现比计数器的实现更复杂(在输入信号频率相同的条件下)，并数模转换器数值的分析评估也比计数器数值的分析评估要复杂。

[0148] 应注意的是，根据上述示例所示的本发明所述想法和设计方案可用于一般检测和参数解释，即它们也可用于其他数值。由此，本发明所述方法例如也可用于77GHz范围内的雷达。

标题	发布/更新时间	阅读量
一种包含动态电源噪声的jitter仿真分析方法	2020-05-08	427
一种基于畸变全局修正的数字投影光栅图像拟合校正方法	2020-05-11	691
一种四相正弦波电励磁双凸极电机	2020-05-08	766
对准信号数字化同步解调方法及装置	2020-05-08	666
基于压缩感知的叶片振动特征辨识方法及系统	2020-05-11	866
基片集成波导正弦调制漏波天线	2020-05-11	836
航空发动机滚转喷管作动筒控制与测量装置及方法	2020-05-08	717
一种漏斗形离子导向装置及具有其的质谱仪	2020-05-08	786
一种基于在线岩体等级分类的TBM掘进性能预测方法	2020-05-08	673
演算処理装置、測距装置及び演算処理方法	2020-05-08	176

具有监控同类发射信号序列频率调制的功能的雷达系统

具有监控同类发射信号序列频率调制的功能的雷达系统

技术领域

背景技术

发明内容

具体实施方式

该功能需要专业版企业版VIP权限，您可以：