本発明は、インターリーブ型の電力変換装置、モータ駆動制御装置、送風機、圧縮機及び空気調和機に関する。

特許文献1に開示される力率改善回路は、電源装置の小型化及び高効率化を図るため、交流電圧が入力される一対の第1入力端子及び第2入力端子と、直流電圧が出力される一対の第1出力端子及び第2出力端子と、第2入力端子及び第1出力端子間に並列に接続された第1スイッチング素子及び第1ダイオードと、第2入力端子及び第2出力端子間に並列に接続された第2スイッチング素子及び第2ダイオードとを備える。また力率改善回路は、第1入力端子及び第1接続点間に接続された第1インダクタと、第1接続点及び第1出力端子間に並列に接続された第3スイッチング素子及び第3ダイオードと、第1接続点及び第2出力端子間に並列に接続された第4スイッチング素子及び第4ダイオードとを有する第1アーム回路を備える。また力率改善回路は、第1入力端子及び第2接続点間に接続された第2インダクタと、第2接続点及び第1出力端子間に並列に接続された第5スイッチング素子及び第5ダイオードと、第2接続点及び第2出力端子間に並列に接続された第6スイッチング素子及び第6ダイオードと、を有する第2アーム回路を備える。また力率改善回路は、第1出力端子及び第2出力端子間に接続された出力コンデンサを備える。

第3スイッチング素子は、第1スイッチング素子のオン状態の間、スイッチング駆動パルスによりオンオフ動作し、第4スイッチング素子は、第1スイッチング素子に対して相補的にオンオフ動作する第2スイッチング素子のオン状態の間、スイッチング駆動パルスによりオンオフ動作し、第5スイッチング素子は、第1スイッチング素子のオン状態から位相が180°ずれた第1スイッチング素子のオン状態の間、スイッチング駆動パルスによりオンオフ動作し、第6スイッチング素子は、第2スイッチング素子のオン状態から位相が180°ずれた第2スイッチング素子のオン状態の間、スイッチング駆動パルスによりオンオフ動作する。

特開2015−23606号公報

しかしながら、特許文献1に開示される力率改善回路は、電流連続モードでインターリーブ動作させた場合、スイッチング周波数とインダクタのインダクタンス値とによっては、交流電源のゼロクロスに近い位相において、不連続の電流が流れ、インダクタに流れる電流が0[A]になることがある。すなわち特許文献1に開示される力率改善回路は、電流連続モードで運転しても電流不連続モードになることがある。

特許文献1に開示される力率改善回路において、電流連続モードでインターリーブ動作させた状態で、スイッチング素子における損失低減のために同期整流が行われると、第1インダクタに電流が流れていない状態で第3スイッチング素子及び第6スイッチング素子がオンされたとき、出力コンデンサから放電された電流が、第3スイッチング素子、第1インダクタ、第2インダクタ及び第6スイッチング素子の経路で電流が流れる。従って特許文献1に開示される力率改善回路では、インダクタ及びスイッチング素子に電流が流れることによる導通損失が増加するだけでなく、出力コンデンサの電圧を特定の値に制御できず、力率改善制御ができず、装置が停止する場合があるという課題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、スイッチング素子の同期整流制御及びインターリーブ制御を組み合わせても制御が可能であり損失を低減できる電力変換装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置は、交流電源から出力される交流電圧を整流する整流部と、整流部に接続されたリアクタと直列に接続された上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子とを有するチョッパ回路を、複数並列に接続して構成され、整流部の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路を同期整流させる制御部と、昇圧回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサで平滑された母線電圧を検出する母線電圧検出部と、交流電源の電圧を検出する電源電圧検出部と、を備えたインターリーブ型の電力変換装置であって、制御部は、不連続モード時に、上アームスイッチング素子に逆電流が流れるとき、上アームスイッチング素子をオンにさせる駆動パルスを生成する。制御部は、母線電圧検出部で検出された母線電圧と、電源電圧検出部で検出された電源電圧とに基づき、交流電源から出力される電流が正弦波状に制御され、かつ、母線電圧が特定の値となるように下アームスイッチング素子を駆動する第1の駆動パルスを算出すると共に、母線電圧検出部で検出された母線電圧と、電源電圧検出部で検出された電源電圧と、第1の駆動パルスとに基づき、上アームスイッチング素子を駆動する第2の駆動パルスを算出する。第1の駆動パルスのオン時間をTxaとし、第2の駆動パルスのオン時間をTxbとし、交流電源の瞬時電圧の絶対値をVinとし、整流部を構成するダイオードの順方向降下電圧をVfとし、リアクタの抵抗をRとし、上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子のそれぞれのオン抵抗をRonとし、母線電圧検出部で検出された母線電圧をVoutとし、リアクタに流れる電流をiとしたとき、第2の駆動パルスは、Txb≦Txa×{(Vin−2×Vf−R×i−Ron×i)/(Vout−Vin−2×Vf−R×i−Ron×i)}の関係を満たす。

本発明に係る電力変換装置は、スイッチング素子の同期整流制御及びインターリーブ制御を組み合わせても制御が可能であり損失を低減できるという効果を奏する。

本発明の実施の形態1に係る電力変換装置の構成図

図1に示す制御部の構成図

図1に示す第1のリアクタに流れる電流と、第1の駆動パルスと、第2の駆動パルスとの関係を示す第1のタイミングチャート

図1に示す第1のリアクタに流れる電流と、第1の駆動パルスと、第2の駆動パルスとの関係を示す第2のタイミングチャート

第2のMOSFETのオン時間が長いときに流れる電流の経路を説明するための図

第1のMOSFETがオンしており、かつ、第2のMOSFETがオフしているときに流れる電流の経路を示す図

第1のMOSFETがオフしており、かつ、第2のMOSFETがオンしているときに流れる電流の経路を示す図

本発明の実施の形態1に係る電力変換装置が不連続モードで動作する際の、第1のリアクタに流れる電流と、第1のMOSFETの寄生ダイオードに流れる電流と、第1のMOSFETに流れる電流と、第2のMOSFETに流れる電流と、第2の駆動パルスと、第1の駆動パルスとの関係を示すタイミングチャート

本発明の実施の形態1に係る電力変換装置が連続モードで動作する際の、第1のリアクタに流れる電流と、第1のMOSFETの寄生ダイオードに流れる電流と、第1のMOSFETに流れる電流と、第2のMOSFETに流れる電流と、第2の駆動パルスと、第1の駆動パルスとの関係を示すタイミングチャート

図1に示す電力変換装置の変形例を示す図

図10に示す制御部の構成図

本発明の実施の形態2に係る電力変換装置の構成図

図12に示す制御部の構成図

図12に示される駆動パルス補正部が備える第1の駆動パルス補正部のハードウェア構成例を示す図

本発明の実施の形態2に係る電力変換装置が不連続モードで動作する際の、第1のリアクタに流れる電流と、第1のMOSFETの寄生ダイオードに流れる電流と、第1のMOSFETに流れる電流と、第2のMOSFETに流れる電流と、第2の駆動パルスと、第1の駆動パルスと、第1の駆動パルス補正部から出力される第2の駆動パルスの関係を示すタイミングチャート

実施の形態3に係るモータ駆動制御装置の構成図

実施の形態4に係る空気調和機の構成図

以下に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動制御装置、送風機、圧縮機及び空気調和機を図面に基づき詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態1. 図1は本発明の実施の形態1に係る電力変換装置の構成図である。実施の形態1に係る電力変換装置100−1は、単相交流電源である交流電源1と不図示の負荷との間に接続されるインターリーブ型の電力変換装置である。負荷としては、送風機、圧縮機又は空気調和機に内蔵される3相モータを例示できる。

電力変換装置100−1は、単相交流電源である交流電源1から出力される交流電圧を整流する単相整流部である整流部2と、整流部2の出力電圧を昇圧する昇圧回路30と、平滑コンデンサ5と、電源電圧検出部6と、母線電流検出部7と、母線電圧検出部8と、制御部9とを備える。

整流部2としては、4つのダイオードを組み合わせて構成される全波整流回路を例示できる。整流部2は、ダイオード以外にも、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるMOSFET(Metal Oxide Semiconductor−Field Effect Transistor)を組み合わせて構成したものでもよい。

平滑コンデンサ5は、インバータパワーモジュール4から出力される電圧を平滑する。電源電圧検出部6は、交流電源1から出力される一方の相の電圧値である電源電圧Vin1と、交流電源1から出力される他方の相の電圧値である電源電圧Vin2とを検出し、検出した電源電圧Vin1及び電源電圧Vin2を制御部9に出力する。母線電流検出部7は、整流部2から不図示の負荷へ流れる母線電流、又は不図示の負荷から整流部2に流れる母線電流の値である母線電流Idcを検出し、検出した母線電流Idcを制御部9に出力する。母線電流Idcは、母線電流の値に対応する電圧を表す。

母線電圧検出部8は、平滑コンデンサ5の両端に印加される電圧の値である母線電圧Voを検出し、検出した母線電圧Voを制御部9に出力する。具体的には、母線電圧検出部8は、分圧抵抗81及び分圧抵抗82で構成される直列回路を有する。当該直列回路の一端は正側直流母線Pに接続される。当該直列回路の他端は負側直流母線Nに接続される。分圧抵抗81及び分圧抵抗82は、平滑コンデンサ5の充電電圧を分圧し、制御部9で検出可能な電圧範囲に制限する。

以下では、昇圧回路30の構成を具体的に説明する。昇圧回路30は、一端が整流部2の正側出力端子に接続されたリアクタ3と、インバータパワーモジュール4とを備える。リアクタ3は、並列接続された3つの第1のリアクタ301、第2のリアクタ302及び第3のリアクタ303を備える。

第1のリアクタ301の一端は整流部2に接続され、第1のリアクタ301の他端はインバータパワーモジュール4の第1の入力端子41aに接続される。第2のリアクタ302の一端は整流部2に接続され、第2のリアクタ302の他端はインバータパワーモジュール4の第2の入力端子41bに接続される。第3のリアクタ303の一端は整流部2に接続され、第3のリアクタ303の他端はインバータパワーモジュール4の第3の入力端子41cに接続される。

インバータパワーモジュール4は、整流部2で整流された電圧を直流電圧に変換する。変換された直流電圧は不図示の負荷に向けて出力される。インバータパワーモジュール4は、第1の直列回路401、第2の直列回路402及び第3の直列回路403が並列接続されたブリッジ回路である。第1の直列回路401は、直列接続された第1のMOSFET401a及び第2のMOSFET401bを備える。第2の直列回路402は、直列接続された第3のMOSFET402a及び第4のMOSFET402bを備える。第3の直列回路403は、直列接続された第5のMOSFET403a及び第6のMOSFET403bを備える。

第2のMOSFET401b、第4のMOSFET402b及び第6のMOSFET403bのそれぞれのドレインは、インバータパワーモジュール4の正側出力端子42aに接続される。正側出力端子42aは正側直流母線Pに接続される。

第1のMOSFET401aのソースは、インバータパワーモジュール4の負側出力端子42b1に接続される。第3のMOSFET402aのソースは、インバータパワーモジュール4の負側出力端子42b2に接続される。第5のMOSFET403aのソースは、インバータパワーモジュール4の負側出力端子42b3に接続される。負側出力端子42b1、負側出力端子42b2及び負側出力端子42b3は、負側直流母線Nに接続される。

第2のMOSFET401bのソースは、第1のMOSFET401aのドレインに接続される。第4のMOSFET402bのソースは、第3のMOSFET402aのドレインに接続される。第6のMOSFET403bのソースは、第5のMOSFET403aのドレインに接続される。

第1のMOSFET401a及び第2のMOSFET401bの接続点は、インバータパワーモジュール4の第1の入力端子41aに接続される。第3のMOSFET402a及び第4のMOSFET402bの接続点は、インバータパワーモジュール4の第2の入力端子41bに接続される。第5のMOSFET403a及び第6のMOSFET403bの接続点は、インバータパワーモジュール4の第3の入力端子41cに接続される。

第2のMOSFET401b、第4のMOSFET402b及び第6のMOSFET403bは、上アームスイッチング素子群を構成する。第2のMOSFET401b、第4のMOSFET402b及び第6のMOSFET403bは、正側出力端子42aを介して正側直流母線Pに接続される。

第1のMOSFET401a、第3のMOSFET402a及び第5のMOSFET403aは、下アームスイッチング素子群を構成する。第1のMOSFET401aは、負側出力端子42b1を介して負側直流母線Nに接続される。第3のMOSFET402aは、負側出力端子42b2を介して負側直流母線Nに接続される。第5のMOSFET403aは、負側出力端子42b3を介して負側直流母線Nに接続される。

第1のMOSFET401aにはダイオードD1が逆並列接続される。ダイオードD1は第1のMOSFET401aに形成される寄生ダイオードである。第2のMOSFET401bにはダイオードD2が逆並列接続される。ダイオードD2は第2のMOSFET401bに形成される寄生ダイオードである。第3のMOSFET402aにはダイオードD3が逆並列接続される。ダイオードD3は第3のMOSFET402aに形成される寄生ダイオードである。第4のMOSFET402bにはダイオードD4が逆並列接続される。ダイオードD4は第4のMOSFET402bに形成される寄生ダイオードである。第5のMOSFET403aにはダイオードD5が逆並列接続される。ダイオードD5は第5のMOSFET403aに形成される寄生ダイオードである。第6のMOSFET403bにはダイオードD6が逆並列接続される。ダイオードD6は第6のMOSFET403bに形成される寄生ダイオードである。

インバータパワーモジュール4の正側出力端子42aは、平滑コンデンサ5の正側端子と母線電圧検出部8の一端とに接続される。インバータパワーモジュール4の負側出力端子42b1、負側出力端子42b2及び負側出力端子42b3は、整流部2の負側出力端子と、平滑コンデンサ5の負側端子と、母線電圧検出部8の他端とに接続される。

第1のリアクタ301、第1のMOSFET401a及び第2のMOSFET401bは、第1のチョッパ回路31を構成する。第2のリアクタ302、第3のMOSFET402a及び第4のMOSFET402bは、第2のチョッパ回路32を構成する。第3のリアクタ303、第5のMOSFET403a及び第6のMOSFET403bは、第3のチョッパ回路33を構成する。

第1のリアクタ301は、第1の入力端子41aを介して、第1のMOSFET401a及び第2のMOSFET401bの接続点に接続される。第2のリアクタ302は、第2の入力端子41bを介して、第3のMOSFET402a及び第4のMOSFET402bの接続点に接続される。第3のリアクタ303は、第3の入力端子41cを介して、第5のMOSFET403a及び第6のMOSFET403bの接続点に接続される。

以下では、第1のMOSFET401a、第2のMOSFET401b、第3のMOSFET402a、第4のMOSFET402b、第5のMOSFET403a及び第6のMOSFET403bを、単に第1から第6のMOSFETと称する場合がある。なお第1から第6のMOSFETは、それぞれがディスクリートの半導体パッケージで構成されたものでもよいが、電力変換装置100−1では、第1から第6のMOSFETが1つのモジュールに実装され、3相モータを制御するための6in1のインバータパワーモジュール4が用いられる。

制御部9は、マイクロプロセッサにより実現される。制御部9は、電源電圧検出部6で検出された電源電圧Vin1と、電源電圧検出部6で検出された電源電圧Vin2と、母線電流検出部7で検出された母線電流Idcと、母線電圧検出部8で検出された母線電圧Voとに基づき、駆動パルスXa、駆動パルスYa及び駆動パルスZaを生成すると共に、駆動パルスXb、駆動パルスYb及び駆動パルスZbを生成する。

駆動パルスXaは、第1のMOSFET401aをオンオフ動作させる駆動パルスである。駆動パルスYaは、第3のMOSFET402aをオンオフ動作させる駆動パルスである。駆動パルスZaは、第5のMOSFET403aをオンオフ動作させる駆動パルスである。駆動パルスXbは、第2のMOSFET401bをオンオフ動作させる駆動パルスである。駆動パルスYbは、第4のMOSFET402bをオンオフ動作させる駆動パルスである。駆動パルスZbは、第6のMOSFET403bをオンオフ動作させる駆動パルスである。以下では、駆動パルスXa、駆動パルスYa及び駆動パルスZaを単に第1の駆動パルスと称し、駆動パルスXb、駆動パルスYb及び駆動パルスZbを単に第2の駆動パルスと称する場合がある。

図2は図1に示す制御部の構成図である。制御部9は、減算部50、オンデューティ演算部51、比較部52、電源位相演算部53、減算部54、PI(Proportional Integral)演算部55、電流指令値演算部56、減算部57、PI演算部58、第1の駆動パルス生成部59及び第2の駆動パルス生成部60を備える。

比較部52は、電源電圧検出部6で検出された電源電圧Vin1及び電源電圧Vin2を比較し、交流電源1の電圧のゼロクロス点を検出し、ゼロクロス点を示すゼロクロス信号Vzcを出力する。電源位相演算部53は、ゼロクロス信号Vzcに基づき、半周期毎の電源位相θを演算する。減算部54は、母線電圧検出部8の出力信号である母線電圧Voと、予め設定される母線電圧指令値Vo*との偏差を求める。PI演算部55は、母線電圧Vo及び母線電圧指令値Vo*の偏差を無くすように比例積分制御を行い、制御結果を電流指令値演算部56に出力する。

電流指令値演算部56は、電源位相演算部53で演算された電源位相θとPI演算部55の比例積分制御結果とに基づき、母線電流指令値Idc*を演算する。母線電流指令値Idc*は、比例積分制御結果を振幅とし、電源位相θを位相とした半波整流の電流指令値である。

減算部57は、母線電流指令値Idc*及び母線電流Idcの偏差を求める。PI演算部58は、母線電流指令値Idc*及び母線電流Idcの偏差を比例積分制御し、第1の駆動パルスのオンデューティOn−duty—aを演算する。第1の駆動パルス生成部59は、第1の駆動パルスのオンデューティOn−duty—aと、120度ずつずれた3つの三角波のそれぞれとを、三角波比較することで、第1の駆動パルスXa,Ya,Zaを生成する。

減算部50は、電源電圧検出部6で検出された電源電圧Vin1及び電源電圧Vin2の偏差である電源電圧Vinを求める。電源電圧Vinは、交流電源1の瞬時電圧の絶対値である。オンデューティ演算部51は、減算部50で求められた偏差と、母線電圧Voと、第1の駆動パルスのオンデューティOn−duty—aとに基づき、第2の駆動パルスのオンデューティOn−duty—bを演算する。第2の駆動パルスのオンデューティOn−duty—bの演算方法の詳細は後述する。第2の駆動パルス生成部60は、第2の駆動パルスのオンデューティOn−duty—bと、120度ずつずれた3つの三角波のそれぞれとを、三角波比較することで、第2の駆動パルスXb,Yb,Zbを生成する。

次に第2の駆動パルスのオンデューティOn−duty—bの演算について説明する。

図3は図1に示す第1のリアクタに流れる電流と、第1の駆動パルスと、第2の駆動パルスとの関係を示す第1のタイミングチャートである。図4は図1に示す第1のリアクタに流れる電流と、第1の駆動パルスと、第2の駆動パルスとの関係を示す第2のタイミングチャートである。図5は第2のMOSFETのオン時間が長いときに流れる電流の経路を説明するための図である。図3及び図4のそれぞれには、上から順に、第1のリアクタ301に流れる電流と、第2の駆動パルスXbと、第1の駆動パルスXaとが示される。

Ipeakは、第1のリアクタ301に流れる電流のピーク値を表す。期間Aは、第1のリアクタ301に電流が流れ出した時点から、第1のリアクタ301に流れる電流がピーク値Ipeakに達するまでの時間に等しい。期間Bは、第1のリアクタ301に流れる電流がピーク値Ipeakに達した時点から第1のリアクタ301に流れる電流が0[A]になるまでの時間に等しい。Tdは、第1のMOSFET401aと第2のMOSFET401bとが短絡しないように設けられるデッドタイムを表す。Txaは、第1の駆動パルスのオン時間を表す。Txbは、第2の駆動パルスのオン時間にデッドタイムTdを加えた時間に等しい。

図3及び図4の相違点は、図4に示すオン時間Txbは、図3に示すオン時間Txbよりも長く、かつ、期間Bよりも長いことである。

期間Aでは、第1の駆動パルスXaにより、オン時間Txaの間、第1のMOSFET401aがオンする。これにより、第1のリアクタ301及び第1のMOSFET401aには、di/dt(A)の傾きで電流が流れる。

期間Bでは、第2の駆動パルスXbにより、オン時間Txbの間、第2のMOSFET401bがオンする。これにより、第1のリアクタ301及び第2のMOSFET401bには、di/dt(B)の傾きで電流が流れる。このとき、第2のMOSFET401bはオフしていても、第1のリアクタ301及び第2のMOSFET401bに電流は流れるが、第2のMOSFET401bには逆電流が流れている。第2のMOSFET401bに逆電流が流れているときは、第2のMOSFET401bをオンした方が、第2のMOSFET401bでの導通損失を低減することができる。

ここで、第2のMOSFET401bのオン時間Txbの時間が長すぎると、図4に示すように、第1のリアクタ301に流れる電流が0[A]の状態で、他の相のMOSFET、例えば第3のMOSFET402aがオンしたとき、第1のリアクタ301には、マイナス方向の電流、すなわち逆方向の電流が流れる。図5を参照して具体的に説明する。第1のリアクタ301に流れる電流が0[A]の状態で、第3のMOSFET402aがオンしたとき、平滑コンデンサ5の放電により、平滑コンデンサ5の正側端子、第2のMOSFET401b、第1のリアクタ301、第2のリアクタ302、第3のMOSFET402a、平滑コンデンサ5の負側端子の経路で、点線で示す電流iが流れる。このとき、MOSFET及びリアクタに電流が流れることによる導通損失が増加し、また交流電源1から出力される電流を正弦波状に制御することができないという問題が発生する。

従って、第2の駆動パルスXbは、リアクタに流れる電流が0[A]に至る手前で、HighからLowに変化させる必要がある。すなわち、第1のリアクタ301、第2のリアクタ302及び第3のリアクタ303のそれぞれに流れる電流が0[A]に至る手前で、第2のMOSFET401b、第4のMOSFET402b及び第6のMOSFET403bをオフにする必要がある。そこで電力変換装置100−1では、下記に示すように第2の駆動パルスXbが生成される。

図6は第1のMOSFETがオンしており、かつ、第2のMOSFETがオフしているときに流れる電流の経路を示す図である。図7は第1のMOSFETがオフしており、かつ、第2のMOSFETがオンしているときに流れる電流の経路を示す図である。図6及び図7には、第1のMOSFET401a及び第2のMOSFET401bを中心にした電力変換装置100−1の等価回路が示される。

図6には、第1のMOSFET401aがオンしており、かつ、第2のMOSFET401bがオフしているとき、すなわち図3及び図4に示す期間Aのときに流れる電流の経路が示される。図7には、第1のMOSFET401aがオフしており、かつ、第2のMOSFET401bがオンしているとき、すなわち図3及び図4に示す期間Bのときに流れる電流の経路が示される。

図6及び図7に示されるiは、点線で示す経路に流れる電流を表す。図6に示されるdi/dt(A)は、図6において点線で示す経路に流れる電流iの傾きを表す。図7に示されるdi/dt(B)は、図7において点線で示す経路に流れる電流iの傾きを表す。図6及び図7に示されるVfは、整流部2を構成するダイオードの順方向降下電圧を表す。図6及び図7に示されるLは、第1のリアクタ301のインダクタンスを表す。図6及び図7に示されるRは、第1のリアクタ301の抵抗を表す。図6及び図7に示されるRonは、各MOSFETのオン抵抗を表す。図6及び図7に示されるVinは、交流電源1の瞬時電圧の絶対値を表す。図7に示されるVoutは、平滑コンデンサ5の両端電圧、すなわち母線電圧検出部8で検出された母線電圧を表す。

図6に示す等価回路に電流iが流れた場合、図3に示される電流のピーク値Ipeakは、オン時間Txaを用いて(1)式で演算される。

図6の等価回路より、電源電圧Vinは(2)式で演算される。(2)式において、Vfは整流部2を構成するダイオードの順方向降下電圧を表し、Lは第1のリアクタ301のインダクタンスを表し、Rは第1のリアクタ301の抵抗を表し、iは各リアクタに流れる電流を表し、Ronは各MOSFETのオン抵抗を表す。なお、電流iは母線電流検出部7で検出された母線電流Idcを3分の1の値に変換することにより求められる。

(2)式を変形することにより、電流の傾きdi/dt(A)は、(3)式で演算される。

図6に示す等価回路に流れる電流iのピーク値Ipeakは、上記(1)式に上記(3)式を代入することにより、(4)式で演算される。

一方、図7に示す等価回路に電流iが流れた場合、図3に示される電流のピーク値Ipeakは、オン時間Txbを用いて(5)式で演算される。

図7の等価回路より、両端電圧Voutと電源電圧Vinとの差分の電圧は(6)式で演算される。(6)式において、Vf、L、R、i及びRonは(2)式のVf、L、R、i及びRonと同様である。

(6)式を変形することにより、電流の傾きdi/dt(B)は、(7)式で演算される。

図7に示す等価回路に流れる電流iのピーク値Ipeakは、上記(5)式に上記(7)式を代入することにより、(8)式で演算される。

上記(4)式及び上記(8)式より、オン時間Txa及びオン時間Txbの関係は、(9)式で演算される。但し、両端電圧Vout及び電源電圧Vinは、Vout>Vin−2×Vf−R×i−Ron×iの関係を有する。

すなわち、第2のMOSFET401bのオン時間が、第1のMOSFET401aのオン時間×{(Vin−2×Vf−R×i−Ron×i)/(Vout−Vin−2×Vf−R×i−Ron×i)}以下になるようにすれば、第2のMOSFET401b、第4のMOSFET402b及び第6のMOSFET403bに逆電流が流れている間、第2のMOSFET401bがオンするように、動作させることができる。

但し、両端電圧Vout及び電源電圧Vinが、Vout≦Vin−2×Vf−R×i−Ron×iの関係を有する場合、第2の駆動パルスXbが推定できないため、上記(9)式による同期整流は行われない。すなわち、第2のMOSFET401b、第4のMOSFET402b及び第6のMOSFET403bに逆電流が流れているときには、第2のMOSFET401b、第4のMOSFET402b及び第6のMOSFET403bがオンにされる制御が行われない。

なお、実施の形態1に係る電力変換装置100−1は、演算が複雑になることを避けるため、影響の小さい部分を省略した(10)式により、第2のMOSFET401bのオン時間Txbを演算してもよい。但し、両端電圧Vout及び電源電圧Vinは、Vout>Vinの関係を有する。

また、Vout≦Vinとなる領域において、電力変換装置100−1は、交流電源1から出力される電流を正弦波状に制御できず、平滑コンデンサ5の両端電圧を特定の値に制御できない。そのためVout≦Vinとなる領域において、電力変換装置100−1は、上記(10)式による同期整流を行わない。

また実施の形態1に係る電力変換装置100−1は、上記(10)式を用いて、第1のMOSFET401aの駆動パルスXaのオン時間Txaを演算しているが、オン時間Txaは、上記(9)式及び上記(10)式の何れで演算されるものでもよい。

図8は本発明の実施の形態1に係る電力変換装置が不連続モードで動作する際の、第1のリアクタに流れる電流と、第1のMOSFETの寄生ダイオードに流れる電流と、第1のMOSFETに流れる電流と、第2のMOSFETに流れる電流と、第2の駆動パルスと、第1の駆動パルスとの関係を示すタイミングチャートである。

図8には上から順に、第1のリアクタ301に流れる電流と、第1のMOSFET401aの寄生ダイオードに流れる電流と、第1のMOSFET401aに流れる電流と、第2のMOSFET401bに流れる電流と、第2のMOSFET401bの駆動パルスXbと、第1のMOSFET401aの駆動パルスXaとが示される。Tswは、第1及び第2のMOSFET401a,401bを駆動する駆動パルスのスイッチング周期を表す。Txb,Txa,Tdは、それぞれ前述した駆動パルスXbのオン時間、駆動パルスXaのオン時間及びデッドタイムである。

第1のMOSFET401a及び第2のMOSFET401bの双方が同時にオンすると、アーム短絡、すなわち平滑コンデンサ5からパルス電流が流れる現象が発生してしまう。電力変換装置100−1は、デッドタイムTdを設けることにより、第1のMOSFET401a及び第2のMOSFET401bが同時にオンしない区間を設けている。そのため、デッドタイムTdの期間中では、第2のMOSFET401bの寄生ダイオードのみに電流が流れる。

なお、不連続モードにおいては、駆動パルスXbがオフされた後、駆動パルスXaがオンされるまでの間に、デッドタイムよりも長い一定時間が設けられ、第1のリアクタ301に流れる電流が0[A]になる期間が発生している。

図9は本発明の実施の形態1に係る電力変換装置が連続モードで動作する際の、第1のリアクタに流れる電流と、第1のMOSFETの寄生ダイオードに流れる電流と、第1のMOSFETに流れる電流と、第2のMOSFETに流れる電流と、第2の駆動パルスと、第1の駆動パルスとの関係を示すタイミングチャートである。

図9には、図8と同様に上から順に、第1のリアクタ301に流れる電流と、第1のMOSFET401aの寄生ダイオードに流れる電流と、第1のMOSFET401aに流れる電流と、第2のMOSFET401bに流れる電流と、第2のMOSFET401bの駆動パルスXbと、第1のMOSFET401aの駆動パルスXaとが示される。

連続モードでは、不連続モードと同様に、第1のMOSFET401a及び第2のMOSFET401bの双方が同時にオンすると、アーム短絡、すなわち平滑コンデンサ5からパルス電流が流れる現象が発生してしまう。電力変換装置100−1は、デッドタイムTdを設けて、第1のMOSFET401a及び第2のMOSFET401bの双方が同時にオンしない区間を設けている。そのため、デッドタイムTdの期間では、第1のMOSFET401aの寄生ダイオードのみに電流が流れる。

なお、連続モードにおいては、駆動パルスXbがオフされた時点から駆動パルスXaがオンされるまでの間に、デッドタイムTd以外の時間は設けられず、駆動パルスXbのオンオフと駆動パルスXaのオンオフとが連続して実施されるため、第1のリアクタ301に流れる電流が0[A]になる期間は発生しない。

但し、連続モードの領域では、第1のリアクタ301に流れる電流が0[A]になる期間は発生しないため、(9)式又は(10)式を用いて演算された駆動パルスXbは、次の第1の駆動パルスがオンするタイミング以降でも、オンされ続ける。このため、電力変換装置100−1は、第2の駆動パルスと、第2の駆動パルスの次の第1の駆動パルスとの間に設定されたデッドタイムTd、すなわち、次の第1の駆動パルスがオンするタイミングの前に設定されたデッドタイムTdの手前で、第2の駆動パルスを強制的にオフさせる。換言すると、電力変換装置100−1は、次の第1の駆動パルスがオンするタイミングの前に設定されたデッドタイムTdの手前で、第2の駆動パルスのオンデューティの演算を制限する。これにより、不連続モードから連続モードへの移行又は、連続モードから不連続モードへの移行が円滑に行われる。

より具体的には、第1及び第2のMOSFET401a,401bを駆動する駆動パルスのスイッチング周期をTsw、第1及び第2のMOSFET401a,401bが短絡しないように設けられるデッドタイムをTdとしたとき、制御部9は、Txa+Txb+Td×2で求められる値が、Tsw以上となった場合、第2の駆動パルスのオン時間Txbを(11)式で演算する。

すなわち図2に示すオンデューティ演算部51は、不連続モードでは、第2の駆動パルス幅、すなわち第2のMOSFET401bのオン時間Txbを、上記(9)式又は上記(10)式で演算し、連続モードでは、第2のMOSFET401bのオン時間Txbを、上記(11)式で演算する。

なお、第1の駆動パルスXa,Ya,Zaの演算方法については、第1のリアクタ301、第2のリアクタ302及び第3のリアクタ303を含む各チョッパ回路に流れる電流のリップルが120度ずつずれており、母線電圧が予め設定された電圧に制御され、交流電源1から出力される電流が正弦波状に制御されていれば、上記の例に限定されるものではない。このことを図10を用いて具体的に説明する。

図10は図1に示す電力変換装置の変形例を示す図である。図1に示す電力変換装置100−1と図10に示す電力変換装置100−1Aとの相違点は以下の通りである。 (1)電力変換装置100−1Aは、母線電流検出部7を備えず、制御部9の代わりに制御部9Aを備える。 (2)制御部9Aには母線電流Idcが入力されず、制御部9Aは、電源電圧検出部6で検出された電源電圧Vin1と、電源電圧検出部6で検出された電源電圧Vin2と、母線電圧検出部8で検出された母線電圧Voとに基づき、第1及び第2の駆動パルスを生成する。

図11は図10に示す制御部の構成図である。図2に示す制御部9と図11に示す制御部9Aとの相違点は、制御部9Aは、減算部57を備えず、PI演算部58、第1の駆動パルス生成部59の代わりに、PI演算部58A及び第1の駆動パルス生成部59Aを備えることである。なお、図11では、図2に示される減算部50、オンデューティ演算部51及び第2の駆動パルス生成部60の図示が省略されているが、制御部9Aは、減算部50、オンデューティ演算部51及び第2の駆動パルス生成部60を備える。

PI演算部58Aは、母線電流指令値Idc*を比例積分制御し、第1の駆動パルスのオンデューティを演算する。第1の駆動パルス生成部59Aは、第1の駆動パルスのオンデューティと、120度ずつずれた3つの三角波のそれぞれとを、三角波比較することで、第1の駆動パルスXa,Ya,Zaを生成する。

なお、実施の形態1に係る電力変換装置100−1,100−1Aの昇圧回路30は、3つのチョッパ回路で構成されているが、チョッパ回路の並列接続数は、3つに限定されず、2つでもよいし、4つ以上でもよい。

また実施の形態1に係る電力変換装置100−1,100−1Aは、電源電圧検出部6で検出された電源電圧Vin1及び電源電圧Vin2に基づき、制御部9,9Aが、交流電源1の瞬時電圧を演算すると共に、交流電源1の電圧のゼロクロス点を示すゼロクロス信号を生成するが、制御部9,9Aの代わりに、電源電圧検出部6が、交流電源1の瞬時電圧を演算すると共にゼロクロス信号を生成し、制御部9,9Aへ出力する構成としても良い。この場合、電力変換装置100−1,100−1Aでは、電源電圧検出部6の代わりに、位相検出部である電圧ゼロクロス検出器が利用される。当該電圧ゼロクロス検出器は、交流電源1の電圧のゼロクロス点を検出し、検出したゼロクロス点を示すゼロクロス信号を制御部9,9Aに出力する。

また実施の形態1に係る電力変換装置100−1,100−1Aでは、単相交流電源である交流電源1が用いられ、単相整流部である整流部2が用いられているが、交流電源1は三相交流電源でもよく、整流部2は三相整流部でもよい。

以上に説明したように、実施の形態1に係る電力変換装置100−1,100−1Aは、直列接続されたMOSFETの組みが複数個並列に接続された昇圧回路30を、同期整流動作及びインターリーブ動作させて、不連続モード時に、他相の下アームスイッチング素子がオンしたときにリアクタに逆電流が流れないようにできるため、同期整流制御及びインターリーブ制御を組み合わせても制御が可能であり損失を低減でき、高効率化を図れる。

実施の形態2. 図12は本発明の実施の形態2に係る電力変換装置の構成図である。実施の形態1に係る電力変換装置100−1と実施の形態2に係る電力変換装置100−2との相違点は以下の通りである。 (1)電力変換装置100−2は、母線電流検出部7の代わりに、第1のリアクタ電流検出部701、第2のリアクタ電流検出部702及び第3のリアクタ電流検出部703を備える。 (2)電力変換装置100−2は、制御部9の代わりに制御部9Bを備えると共に、駆動パルス補正部15を備える。

第1のリアクタ電流検出部701は、整流部2及び第1のリアクタ301に流れる電流を検出する。第1のリアクタ電流検出部701で検出された電流は、リアクタ電流LI1として制御部9B及び駆動パルス補正部15に出力される。リアクタ電流LI1は、整流部2及び第1のリアクタ301に流れる電流の値に対応する電圧を表す。

第2のリアクタ電流検出部702は、整流部2及び第2のリアクタ302に流れる電流を検出する。第2のリアクタ電流検出部702で検出された電流は、リアクタ電流LI2として制御部9B及び駆動パルス補正部15に出力される。リアクタ電流LI2は、整流部2及び第2のリアクタ302に流れる電流の値に対応する電圧を表す。

第3のリアクタ電流検出部703は、整流部2及び第3のリアクタ303に流れる電流を検出する。第3のリアクタ電流検出部703で検出された電流は、リアクタ電流LI3として制御部9B及び駆動パルス補正部15に出力される。リアクタ電流LI3は、整流部2及び第3のリアクタ303に流れる電流の値に対応する電圧を表す。

駆動パルス補正部15は、第1の駆動パルス補正部15a、第2の駆動パルス補正部15b及び第3の駆動パルス補正部15cを備える。第1の駆動パルス補正部15aはリアクタ電流LI1に基づき、制御部9Bで生成された第2の駆動パルスXbを補正し、補正後の第2の駆動パルスXb’を出力する。補正後の第2の駆動パルスXb’は、第2のMOSFET401bに入力される。第2の駆動パルス補正部15bはリアクタ電流LI2に基づき、制御部9Bで生成された第2の駆動パルスYbを補正し、補正後の第2の駆動パルスYb’を出力する。補正後の第2の駆動パルスYb’は、第4のMOSFET402bに入力される。第3の駆動パルス補正部15cはリアクタ電流LI3に基づき、制御部9Bで生成された第2の駆動パルスZbを補正し、補正後の第2の駆動パルスZb’を出力する。補正後の第2の駆動パルスZb’は、第6のMOSFET403bに入力される。以下ではリアクタ電流LI1、リアクタ電流LI2及びリアクタ電流LI3を単にリアクタ電流と称する場合がある。

図13は図12に示す制御部の構成図である。図2に示す制御部9と図13に示す制御部9Bとの相違点は以下の通りである。 (1)制御部9Bは、減算部50及びオンデューティ演算部51を備えず、オンデューティ演算部51及び第2の駆動パルス生成部60の代わりに、オンデューティ演算部51A及び第2の駆動パルス生成部60Aを備える。

制御部9Bでは、母線電流Idcの代わりに、リアクタ電流LI1、リアクタ電流LI2及びリアクタ電流LI3が用いられている。制御部9Bが備える加算器70によりリアクタ電流LI1、リアクタ電流LI2及びリアクタ電流LI3が加算され、母線電流Idcが求められる。オンデューティ演算部51Aは、第1の駆動パルスのオンデューティOn−duty—aに基づき、第2の駆動パルスのオンデューティOn−duty—bを演算する。第2の駆動パルス生成部60Aは、第2の駆動パルスのオンデューティOn−duty—bと、120度ずつずれた3つの三角波のそれぞれとを、三角波比較することで、第2の駆動パルスXb,Yb,Zbを生成する。第2の駆動パルスXb,Yb,Zbは、デッドタイムが付加された第1の駆動パルスと相補関係にある信号である。すなわち、第1の駆動パルスがオンのとき第2の駆動パルスがオフし、第1の駆動パルスがオフのとき第2の駆動パルスがオンする。

次に図12に示す駆動パルス補正部15の動作について説明する。駆動パルス補正部15は、リアクタ電流と第2の駆動パルスXb,Yb,Zbとを入力として、補正された第2の駆動パルスXb’,Yb’,Zb’を出力する。駆動パルス補正部15は、リアクタ電流が0[A]よりも大きい場合、第2の駆動パルスXb,Yb,Zbを補正することなく、第2の駆動パルスXb’,Yb’,Zb’として出力する。すなわち、リアクタ電流が0[A]よりも大きい場合、第2の駆動パルスXb,Yb,Zbの電圧レベルがHighであるときには、Highレベルの第2の駆動パルスXb’,Yb’,Zb’が出力され、第2の駆動パルスXb,Yb,Zbの電圧レベルがLowであるときには、Lowレベルの第2の駆動パルスXb’,Yb’,Zb’が出力される。一方、リアクタ電流が0[A]以下の場合、駆動パルス補正部15は、第2の駆動パルスXb,Yb,Zbの電圧レベルに関わらず、Lowレベルの第2の駆動パルスXb’,Yb’,Zb’を出力する。

実施の形態2では、リアクタ電流が0[A]より大きい場合のみ、同期整流させることができる。しかしながら、駆動パルス補正部15の動作の遅れ、又はMOSFETの動作の遅れが発生したことにより、リアクタ電流が0[A]以下であるにも関わらず、第2の駆動パルスXb,Yb,ZbがHighになる虞がある場合には、駆動パルス補正部15は、例えば、リアクタ電流が予め設定された正の値である設定値M[A]よりも大きいときには、第2の駆動パルスXb,Yb,Zbを補正することなく第2の駆動パルスXb’,Yb’,Zb’として出力し、リアクタ電流が予め設定された正の値である設定値M[A]以下のときには、第2の駆動パルスXb,Yb,Zbの電圧レベルに関わらず、Lowレベルの第2の駆動パルスXb’,Yb’,Zb’を出力するように構成してもよい。

なお、駆動パルス補正部15は、汎用のIC(Integrated Circuit)を組み合わせて構成しても、ASIC(Application Specific Integrated Circuit)又はFPGA(Field Programmable Gate Array)で構成しても良いし、制御部9内の制御機能を実現するソフトウェアで構成しても良い。汎用のICを組み合わせて構成するか、ASIC又はFPGAで構成した方が、制御部9のソフトウェアで構成するよりも応答が早く、第1のMOSFET401aを同期整流可能な範囲が広がり、損失を改善できる。

図14は図12に示される駆動パルス補正部が備える第1の駆動パルス補正部のハードウェア構成例を示す図である。図14には、第1の駆動パルス補正部の構成例が示される。なお図12に示される第2の駆動パルス補正部15b及び第3の駆動パルス補正部15cは、図14に示される第1の駆動パルス補正部15aと同様に構成されているものとする。

第1の駆動パルス補正部15aは、プルダウン抵抗16、基準電圧生成部17、コンパレータ18、AND回路19及びプルアップ抵抗20を備える。基準電圧生成部17は、予め設定された0[A]以上のリアクタ電流値、例えば1[A]相当の電圧を生成するように構成される。コンパレータ18は、第1のリアクタ電流検出部701で検出されたリアクタ電流LI1と基準電圧生成部17の出力電圧とを比較する。

コンパレータ18の出力電圧のレベルは、リアクタ電流LI1相当の電圧が、基準電圧生成部17の出力電圧以上の場合にはHighであり、リアクタ電流LI1相当の電圧が、基準電圧生成部17の出力電圧未満の場合にはLowである。コンパレータ18の出力電圧のレベルはプルアップ抵抗20に維持され、AND回路19の一方の入力端子には、制御部9から出力された第2の駆動パルスXbが入力される。AND回路19の他方の入力端子には、コンパレータ18の出力電圧が入力される。

AND回路19は、第2の駆動パルスXbの電圧レベルがHighであり、かつ、コンパレータ18の出力電圧のレベルがHighである場合、第2の駆動パルスXbと同じレベルの第2の駆動パルスXb’を出力する。AND回路19は、第2の駆動パルスXbの電圧レベルがHighであり、かつ、コンパレータ18の出力電圧のレベルがLowである場合、Lowレベルの第2の駆動パルスXb’を出力する。すなわち、第1の駆動パルス補正部15aでは、リアクタ電流LI1が予め設定された0[A]以上の場合、第2の駆動パルスXbと同じレベルの第2の駆動パルスXb’が得られ、リアクタ電流LI1が予め設定された0[A]以下の場合、Lowレベルの第2の駆動パルスXb’が得られる。

図15は本発明の実施の形態2に係る電力変換装置が不連続モードで動作する際の、第1のリアクタに流れる電流と、第1のMOSFETの寄生ダイオードに流れる電流と、第1のMOSFETに流れる電流と、第2のMOSFETに流れる電流と、第2の駆動パルスと、第1の駆動パルスと、第1の駆動パルス補正部から出力される第2の駆動パルスの関係を示すタイミングチャートである。

図8に示されるタイミングチャートと図15に示されるタイミングチャートとの相違点は以下の通りである。 (1)図15には、図8に示される4つの電流の波形と、第2のMOSFET401bの駆動パルスXbと、第1のMOSFET401aの駆動パルスXaとに加えて、第1の駆動パルス補正部15aで補正された第2の駆動パルスXb’が追加されている。 (2)図15には、図8に示される第2の駆動パルスXbのオン時間Txbの代わりに、第2の駆動パルスXb’のオン時間Txbが示される。 (3)図15に示される第2の駆動パルスXbのオン時間は、駆動パルス補正部15の動作の遅れ、又はMOSFETの動作の遅れに伴い、図8に示される第2の駆動パルスXbのオン時間Txbよりも長い。

実施の形態2に係る電力変換装置100−2では、実施の形態1に係る電力変換装置100−1,100−1Aと同様の効果を奏すると共に、駆動パルス補正部15の動作の遅れ、又はMOSFETの動作の遅れが発生した場合でも、Lowレベルの第2の駆動パルスXb’,Yb’,Zb’がMOSFETに入力される。そのため、駆動パルス補正部15の動作の遅れ、又はMOSFETの動作の遅れに伴ってリアクタへ流れる逆電流が抑制される。従って、実施の形態2に係る電力変換装置100−2では、実施の形態1と同様に同期整流制御及びインターリーブ制御を組み合わせても制御が可能であり損失を低減できると共に、より一層の高効率化を図れる。

なお実施の形態1に係る電力変換装置100−1,100−1Aは、実施の形態2に係る電力変換装置100−2に比べて電流検出部の数を減らすことができるため、電力変換装置100−1,100−1Aの製造コストを低減できるという効果を奏する。

実施の形態3. 図16は実施の形態3に係るモータ駆動制御装置の構成図である。実施の形態3に係るモータ駆動制御装置500は、図1に示される電力変換装置100−1と、電力変換装置100−1の出力である直流電圧を交流電圧に変換するインバータ800とを備える。インバータ800から出力される交流電圧は、交流駆動されるモータ900に印加される。実施の形態3に係るモータ駆動制御装置500には、図1に示す電力変換装置100−1の代わりに、図10に示す電力変換装置100−1A又は図12に示す電力変換装置100−2を用いてもよい。実施の形態3に係るモータ駆動制御装置500によれば、モータ駆動制御装置500においても実施の形態1又は実施の形態2と同様の効果が得られる。

実施の形態4. 図17は実施の形態4に係る空気調和機の構成図である。図17に示される空気調和機600は、室内機610と、室内機610に接続された室外機620とを備える。室外機620は、実施の形態3に係るモータ駆動制御装置500と、モータ駆動制御装置500により駆動されるモータを有する送風機621と、モータ駆動制御装置500により駆動されるモータを有する圧縮機622とを備える。モータ駆動制御装置500は、送風機621が有するモータ及び圧縮機622が有するモータの少なくとも一方の駆動制御を行う。実施の形態4によれば、空気調和機600においても実施の形態1又は実施の形態2と同様の効果が得られる。

なおモータ駆動制御装置500は、給湯器又は温水発生器に搭載される冷媒圧縮機を駆動する装置として用いてもよいし、室内機610に設けられた不図示の送風機を駆動する装置として用いてもよいし、扇風機を代表とする送風機に搭載して送風機のファンモータを駆動する装置として用いてもよいし、真空ポンプ又はエアーコンプレッサーに搭載してロータリー圧縮機を回転させるモータを駆動する装置として用いてもよい。

また実施の形態1,2では、インバータパワーモジュール4を構成する複数のスイッチング素子にMOSFETが用いられているが、インバータパワーモジュール4を構成する複数のスイッチング素子の少なくとも1つは、シリコン系材料により形成されたMOSFETに限定されず、寄生ダイオードが逆並列接続された炭化珪素、窒化ガリウム系材料、又はダイヤモンドといった、ワイドバンドギャップ半導体により形成されたMOSFETを用いてもよい。ワイドバンドギャップ半導体により形成されたMOSFETを用いた場合、より一層低損失のため効率が向上し、また耐電圧性が高いため許容電流密度も高まり、電力変換装置を小型化できる。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

1 交流電源、2 整流部、3 リアクタ、4 インバータパワーモジュール、5 平滑コンデンサ、6 電源電圧検出部、7 母線電流検出部、8 母線電圧検出部、9,9A,9B 制御部、15 駆動パルス補正部、15a 第1の駆動パルス補正部、15b 第2の駆動パルス補正部、15c 第3の駆動パルス補正部、16 プルダウン抵抗、17 基準電圧生成部、18 コンパレータ、19 AND回路、20 プルアップ抵抗、30 昇圧回路、31 第1のチョッパ回路、32 第2のチョッパ回路、33 第3のチョッパ回路、41a 第1の入力端子、41b 第2の入力端子、41c 第3の入力端子、42a 正側出力端子、42b1,42b2,42b3 負側出力端子、50,54,57 減算部、51,51A オンデューティ演算部、52 比較部、53 電源位相演算部、55,58,58A、56 電流指令値演算部、59,59A 第1の駆動パルス生成部、60,60A 第2の駆動パルス生成部、70 加算器、81,82 分圧抵抗、100−1,100−1A,100−2 電力変換装置、301 第1のリアクタ、302 第2のリアクタ、303 第3のリアクタ、401 第1の直列回路、401a 第1のMOSFET、401b 第2のMOSFET、402 第2の直列回路、402a 第3のMOSFET、402b 第4のMOSFET、403 第3の直列回路、403a 第5のMOSFET、403b 第6のMOSFET、500 モータ駆動制御装置、600 空気調和機、610 室内機、620 室外機、621 送風機、622 圧縮機、701 第1のリアクタ電流検出部、702 第2のリアクタ電流検出部、703 第3のリアクタ電流検出部、800 インバータ、900 モータ。