技术领域
[0001] 本
发明涉及光纤传感技术领域，更具体地，涉及一种抗调制深度漂移的光纤光栅的解调方法。
背景技术
[0002] 随着光电技术及光信息通信技术的迅速发展，光纤传感技术受到人们广泛的关注，其发展速度之迅疾、涉及领域的日益广泛也备受瞩目。光纤
传感器作为近二十年发展最迅速的产业之一，因为其抗
电磁干扰、
探头小、灵敏度高及易组网复用的特点广泛应用于军工、国防、海洋、
桥梁等各个领域。而随着光纤传感器灵敏度越来越高，其对解调方法的要求也随之提高。
[0003] 原始的解调方法是利用
光谱仪直接测量
波长的变化，但这种方法
分辨率很低，在
精度较高的检测中难以满足要求，所以逐渐被传统的解调方法所替代，如边缘滤波法、F-P
滤波器法、匹配光栅滤波法、体全息无栅法等。这些传统解调方法的提出，使得解调方法在性能指标上有了很大的提高，但仍然不能满足高精度测量的要求。随着光纤传感的迅速发展，波长干涉式的解调方法脱颖而出，如有源零差法、外插法、基于3×3
耦合器法和
相位生成载波法，这些干涉式的解调方法在分辨率、线性度和动态范围上相比于传统的解调方法又有了很大的提高。其中相位生成载波方法除了运算复杂之外，在性价比上都占有绝对优势。而随着目前数字
电路以及计算机的高速发展，这已经不再是制约相位生成载波方法发展的因素，因此相位生成载波(PGC)法在传感解调领域应用越来越广泛，目前是应用最为广泛的光纤光栅解调方法，而且各种新型PGC法也应运而生。
[0004] 经典的PGC法是由美国海军实验室A.Dandridge等在1982年首次提出的PGC-DCM法(A.Dandridge，“Fiber-optic sensors make waves in acoustics，control，and navigation”，Circuits and Devices Magazine，IEEE，vol.6，pp.12-19，1990)，这种方法的提出大大提高了解调系统的分辨率，使传感领域在解调方向上有了一次大的飞跃。但这种方法所解调的结果容易受光强扰动及调制深度漂移的影响，针对光强扰动的影响在1994年，美国海军实验室T.R.Christian等提出了基于反正切的PGC法，即PGC-Arctan方法，基本消除了光强扰动对解调系统的影响(T.R.Christian，P.A.Frank，and B.H.Houston，“Real-time analog and digital demodulator for interferometric fiber optic sensors”，in1994North American Conference on Smart Structures and Materials，1994，pp.324-336)，但这种方法又会由于调制深度的扰动造成较大的谐波失真。而调制深度深受环境噪声等方面的影响，尤其在复杂的工作环境下，它的扰动会给解调结果以及系统的性能参数带来严重的影响。
[0005] 传统的PGC-DCM法中，通过标定C值的一阶贝塞尔(Bessel)函数和二阶贝塞尔函数的乘积，推算出最终的解调结果，还原出待测
信号，当C值产生漂移时，解调结果中与调制深度有关的系数项偏离标定值，解调结果出现偏差。鉴于此，本发明提出了一种抗调制深度漂移的光纤光栅的解调方法，通过约去传统解调方法中与调制深度C值有关的系数项，消除C值的漂移对系统产生的影响，从而提高系统的性能指标。
发明内容
[0006] 有鉴于此，本发明的主要目的是提供一种抗调制深度漂移的光纤光栅的解调方法，以提高光纤传感解调系统的
稳定性，并重点解决传统PGC方法中解调结果由于调制深度的漂移产生的失真问题。
[0007] 本发明提供了一种抗调制深度漂移的光纤光栅的解调方法，包括下列步骤：
[0008] 将调制载波单倍频信号S2与干涉信号S1相乘，以产生信号S4，并通过贝塞尔函数将信号S4展开；
[0009] 将调制载波二倍频信号S3与干涉信号S1相乘，以产生信号S5，并通过贝塞尔函数将信号S5展开；
[0010] 采用低通滤波，滤除信号S4和S5中携带的高频载波项及其倍频项，分别获得携带被测信号的两路
正交正弦信号项S6和S7；
[0011] 进行双微分交叉相乘处理，以获得包含待测信号项和干扰因子项的信号S8以及包含干扰因子项的信号S9；
[0012] 将信号S8与信号S9相除，以消除S8中由于调制深度的漂移而引起的干扰因子项，获得与调制深度C无关的信号S10；
[0013] 对信号S10进行积分，以获得被测信号S11；
[0014] 采用高通滤波，滤除信号S11中掺杂的噪声信号，获得最终被测信号S12。
[0015] 其中，所述的调制载波单倍频信号S2与干涉信号S1，由
模数转换器采集得到。
[0016] 其中，所述的调制载波二倍频信号S3是在计算机中由所述的调制载波单倍频信号S2计算得到。
[0017] 其中，所述的调制载波二倍频信号S3的计算公式如下所示：
[0018] S3＝2(S2)2-1。
[0019] 其中，用于获得包含待测信号项和干扰因子项的S8以及干扰因子项S9的所述双微分交叉相乘处理步骤依次包括下列步骤：
[0020] 步骤41：第一次微分交叉相乘处理，以获得信号S411和S412；
[0021] 步骤42：第二次微分交叉相乘处理，以获得信号S421和S422；
[0022] 步骤43：将信号S411和S412相减，得到信号S8；
[0023] 步骤44：将信号S421和S422相减，得到信号S44；
[0024] 步骤45：将信号S8三次方，得到信号S45；
[0025] 步骤46：将信号S45与信号S44相除，得到信号S46；
[0026] 步骤47：对信号S46开方，得到信号S9。
[0027] 其中，步骤41中所述的第一次微分交叉相乘步骤获得信号S411和S412的计算公式如下所示：
[0028]
[0029]
[0030] 其中，G、H载波前的系数，B是与光强和干涉条纹的可见度有关的常数， 是传感器探测的待测信号， 是环境噪声和干涉仪的静态臂长差等引起的初始
相位漂移，C是调制深度，Jk(C)是C的第k阶贝塞尔函数。
[0031] 其中，步骤42中所述的第二次微分交叉相乘步骤获得信号S421和S422的计算公式如下所示：
[0032]
[0033]
[0034] 其中，B是与光强和干涉条纹的可见度有关的常数， 是传感器探测的待测信号，是环境噪声和干涉仪的静态臂长差等引起的初始相位漂移，C是调制深度，Jk(C)是C的第k阶贝塞尔函数。
[0035] 其中，用于获得包含待测信号项和干扰因子项的S8以及干扰因子项S9的所述双微分交叉相乘处理步骤包括如下的顺序不可改变的环节：
[0036] 环节①，包括步骤41；
[0037] 平行环节②和③，可同时进行，无先后顺序；环节②包括步骤43和步骤45，环节③包括步骤42和步骤44；
[0038] 环节④：包括步骤46和步骤47。
[0039] 从上述技术方案可以看出，本发明具有以下有益效果：
[0040] 本发明的抗调制深度漂移的光纤光栅解调方法，通过将包含待测信号项和干扰因子项的信号与包含干扰因子项的信号相除，消除了传统方法解调结果中受环境变化的参数项，抑制了调制深度对解调结果产生的影响，从而能够取得令人满意的稳定的解调结果。
附图说明
[0041] 图1为本发明的抗调制深度漂移的光纤光栅解调方法的
流程图；
[0042] 图2为本发明的在调制深度变化时，传统解调方法和抗调制深度漂移的光纤光栅解调方法对相同被测信号的解调结果实测图。
具体实施方式
[0043] 为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体
实施例，并参照附图，对本发明作进一步的详细说明。
[0044] 参照图1，本发明的抗调制深度漂移的光纤光栅的解调方法的基本原理如下：
[0045] 步骤1：将调制载波单倍频信号S2与干涉信号S1相乘，用于产生信号S4，并通过贝塞尔函数将其展开，得出信号S4可分解为待测信号单倍频正弦信号和奇数倍频的载波项
叠加；
[0046] 其中，步骤1中的调制载波单倍频信号S2与干涉信号S1，由模数转换器采集得到。
[0047] 步骤2：调制载波二倍频信号S3与干涉信号S1相乘，用于产生信号S5，并通过贝塞尔函数将其展开，得出信号S5可分解为待测信号二倍频余弦信号和偶数倍频的载波项叠加；
[0048] 其中，步骤2中的调制载波二倍频信号S3在计算机中由信号S2计算得到。
[0049] 步骤3：采用低通滤波，滤除信号S4和S5中携带的高频载波项及其倍频项，分别获得携带被测信号的两路正交正弦信号项S6和S7；
[0050] 步骤4：进行双微分交叉相乘处理，依次包括：
[0051] 步骤41：对S6和S7进行第一次微分交叉相乘处理，以获得信号S411和S412；
[0052] 步骤42：对S6和S7进行第二次微分交叉相乘处理，以获得信号S421和S422；
[0053] 步骤43：将信号S411和S412相减，得到信号S8；
[0054] 步骤44：将信号S421和S422相减，得到信号S44；
[0055] 步骤45：将信号S8三次方，得到信号S45；
[0056] 步骤46：将信号S45与信号S44相除，得到信号S46；
[0057] 步骤47：对信号S46开方，得到信号S9。
[0058] 步骤4用于获得包含待测信号项和干扰因子项的信号S8以及包含干扰因子项的信号S9；
[0059] 步骤5：将信号S8与信号S9相除，用于消除S8中由于调制深度的漂移而引起的干扰因子项，获得与调制深度C无关的信号S10；
[0060] 步骤6：对信号S10进行积分，用于获得被测信号S11，S11包含高频噪声；
[0061] 步骤7：采用高通滤波，滤除信号S11中掺杂的噪声信号，获得最终被测信号S12。
[0062] 其中，所述步骤4包括如下的顺序不可改变的环节：
[0063] 环节①，包括步骤41。
[0064] 平行环节②和③，可同时进行，无先后顺序。环节②包括步骤43和步骤45；环节③包括步骤42和步骤44。
[0065] 环节④：包括步骤46和步骤47。
[0066] 下面通过实例对本发明所述的抗调制深度漂移的光纤光栅的解调方法的具体步骤进行详细阐述。
[0067] 干涉仪输出的信号S1、单倍频载波信号S2和双倍频载波信号S3可由式(1)、(2)、(3)表示。
[0068]
[0069] S2＝cos(w0t) (2)
[0070] S3＝cos2(w0t) (3)
[0071] 式(1)用贝塞尔函数展开得：
[0072]
[0073] 其中，A和B是和光强有关的常数，B除了与光强有关，还和干涉条纹的可见度有关；是传感器探测的待测信号， 是环境噪声和干涉仪的静态臂长差等引起的初始相位漂移，C是调制深度，w0是调制载波的
频率，Jk(C)是C的第k阶贝塞尔函数，
[0074] 步骤1：将调制载波单倍频信号S2与干涉信号S1相乘，用于产生信号S4，通过贝塞尔函数展开，得出信号S4可分解为待测信号单倍频正弦信号和奇数倍频的载波项叠加；
[0075]
[0076] 其中，步骤1的调制载波单倍频信号S2与干涉信号S1，是由模数转换器采集到的。
[0077] 步骤2：将调制载波二倍频信号S3与干涉信号S1相乘，用于产生信号S5，通过贝塞尔函数展开，得出信号S5可分解为待测信号二倍频余弦信号和偶数倍频的载波项叠加；
[0078]
[0079] 其中，步骤2中的调制载波二倍频信号S3是在计算机中由信号S2计算得出的，公式如下：
[0080] S3＝2(S2)2-1 (7)
[0081] 步骤3：采用低通滤波，滤除信号S4和S5中携带的高频载波项及其倍频项，分别获得携带被测信号的两路正交正弦信号项S6和S7；
[0082] S6和S7表达式为：
[0083]
[0084]
[0085] 步骤4：双微分交叉相乘处理步骤，步骤4依次包括：
[0086] 步骤41：第一次微分交叉相乘，用于获得信号S411和S412，表达式如下所示：
[0087]
[0088]
[0089] 其中，G、H是载波前的系数。
[0090] 步骤42：第二次微分交叉相乘，用于获得信号S421和S422，表达式如下所示：
[0091]
[0092]
[0093] 步骤43：将信号S411和S412相减；
[0094] 通过将微分交叉相乘的结果再进行两路信号相减后得到信号S8，信号S8包含与C值有关的干扰因子项：
[0095]
[0096] 步骤44：将信号S421和S422相减；
[0097] 得环节③输出的信号S44为：
[0098]
[0099] 步骤45：对信号S8求三次方；
[0100] 得环节②输出的信号S45为：
[0101]
[0102] 步骤46：将信号S44与信号S45相除得S46；
[0103] 两平行环节
输出信号对比可看出其公共部分，参见步骤46，可以消去与待测信号有关的部分，得到干扰因子的平方项：
[0104]
[0105] 步骤47：对信号S46开方；
[0106] 参见步骤47，最后可得出干扰因子项S9表达式如下所示：
[0107]
[0108] 步骤4用于获得包含待测信号项和干扰因子项的信号S8以及包含干扰因子项的信号S9，其中，步骤4包括如下的顺序不可改变的环节：
[0109] 环节①，包括步骤41；
[0110] 平行环节②和③，可同时进行，无先后顺序；环节②包括步骤43和步骤45，环节③包括步骤42和步骤44。
[0111] 环节④：包括步骤46和步骤47。
[0112] 步骤5：将信号S8与信号S9相除，用于消除S8中由于调制深度的漂移而引起的干扰因子项，获得与调制深度C无关的信号S10；
[0113] 将信号S8与信号S9相除消去干扰因子得信号S10的表达式：
[0114]
[0115] 步骤6：对信号S10进行积分，用于获得被测信号S11，S11包含高频噪声；
[0116] 步骤7：采用高通滤波，滤除信号S11中掺杂的噪声信号，获得最终被测信号S12。
[0117]
[0118] 从最终所还原的被测信号表达式可以看出，C值的漂移和解调结果已经没有关系。
[0119] 参照图1所述的各个步骤，为比较清楚的表达这种抗调制深度漂移的光纤光栅解调方法的优点，本发明对这种抗调制深度漂移的光纤光栅解调方法和传统的PGC-DCM解调法进行了对比性的实验，通过改变调制深度C值的大小，得出不同C值下两种方法对相同被测信号的解调结果。
[0120] 参照图2，实验结果显示，本发明的抗调制深度漂移的光纤光栅的解调方法，为图形上方的菱形标记的线条，幅值
波动很小，一直位于图2
坐标系的上方，表明通过消除传统方法解调结果中受环境变化的参数项，成功抑制了调制深度对解调结果产生的影响；而传统的PGC-DCM法，位于图形下方的矩形标记的线条，除了2V
电压附近的值之外，幅值偏差都比较大。
[0121] 以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何
修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
