技术领域
[0001] 本
申请涉及电机控制技术领域，特别是指一种基于模型预测的电机控制方法及控制装置。
背景技术
[0002] 基于模型预测的永磁同步电机控制方法，按照
电压矢量作用方式的不同可以主要可以分为直接预测
电流控制和PWM预测电流控制两类。其中PWM预测电流控制也被称为无差拍控制。它利用电流指令和本周期
采样得到的电机电流、
位置信息，根据电机离散模型，精确计算出下一控制周期应作用的电压矢量并通过SVPWM调制电压矢量作用于电机，使得作用该电压矢量一个周期后，电机电流能够精确跟随电流指令值。SVPWM调制策略是无差拍控制实现的关键。
[0003] SVPWM调制技术，物理概念清晰并具有较高的直流电压利用率，采用零矢量和有效矢量七段式对称调制方式。但这种对称式矢量分配方式，并不是电流纹波最小的分配方法，且恒定的
开关频率和对称的占空比也带来了电流谐波和噪声污染等问题。
发明内容
[0004] 为了解决上述技术问题或者至少部分地解决上述技术问题，本申请提供一种基于模型预测的电机控制方法及控制装置。
[0005] 本申请
实施例提供一种基于模型预测的电机控制方法，其包括：
[0006] 获取控制指令和电机参数，根据模型预测计算预测电压值；
[0007] 对所述预测电压值进行坐标转换，得到α轴分量和β轴分量；
[0008] 以所述α轴分量以及所述β轴分量，获得不同扇区的相邻矢量作用时间；
[0009] 依据所述相邻矢量作用时间计算得出交轴电流误差对称的零矢量作用时间；
[0010] 以所述零矢量作用时间计算开关导通时间点；
[0011] 调制输出PWM脉冲
信号，作用于控制电机。
[0012] 可选地，所述获取控制指令和本周期电机参数的步骤中，包括：在一个载波周期内，分别在载波为零以及载波最大值时刻采样并且更新占空比。
[0013] 可选地，所述依据所述相邻矢量作用时间计算得出交轴电流误差对称的零矢量作用时间，包括：依据所述相邻矢量作用时间，通过
预测模型反推计算出交轴电流误差对称的零矢量作用时间。
[0014] 可选地，所述依据所述相邻矢量作用时间计算得出交轴电流误差对称的零矢量作用时间，包括：依据相邻矢量作用时间以模型预测方式，获得交轴电流误差对称的交轴电压参考矢量；以及，依据交轴电压参考矢量通过预测模型反推计算零矢量作用时间。
[0015] 可选地，根据所述零矢量作用时间，受电压影响的交轴电流误差的最大值和受电压影响的交轴电流误差的最小值之和为零。
[0016] 可选地，所述调制输出PWM脉冲步骤中，包括：以三
角形载波和三相调制波幅值调制输出PWM脉冲信号，作用于逆变器。
[0017] 可选地，依据控制方法输出的PWM脉冲信号，在一个载波周期内，前四段调制信号位于载波上升时的四段时间，后四段调制信号位于载波下降时的四段时间。
[0018] 可选地，依据控制方法输出的PWM脉冲信号，在一个载波周期内，相对载波最大值时刻为非对称。
[0019] 可选地，交轴电流误差相对交轴电流给定值对称。
[0020] 可选地，计算得出零矢量作用时间T01的公式为：
[0021]
[0022]
[0023] 式中R为
定子电阻；L为定子电感，Ld＝Lq＝L；ωe为
转子电
角速度；ψf为
永磁体磁ref ref链；id、iq为直轴、交轴电流；id ，iq 为直轴、交轴电流给定值；K代表第K个控制周期，Ts为采样周期；T1、T2为相邻矢量作用时间；Δiq代表受电压影响的交轴电流变化分量,urefq(k)为交轴电压参考矢量，由相邻有效矢量V1、V2按照占空比合成而来。
[0024] 可选地，所述以所述零矢量作用时间计算开关导通时间点,包括：
[0025] 当载波处于前半周期的得出公式为：
[0026]
[0027] 当载波处于后半周期时的得出公式为：
[0028]
[0029] 同时对T01进行
限幅，使0≦T01≦Ts-T1-T2；
[0030] 其中，Ta、Tb、Tc开关导通时间点；T1、T2为相邻矢量作用时间；T01为零矢量作用时间。
[0031] 本申请另一方面，提供一种电机的控制装置，包括：获取模
块，用于获取控制指令和电机参数，处理模块，用于根据模型预测计算预测电压值；对所述预测电压值进行坐标转换，得到α轴分量和β轴分量；以所述α轴分量以及所述β轴分量，获得不同扇区的相邻矢量作用时间；根据所述相邻矢量作用时间计算得出交轴电流误差对称的零矢量作用时间；以所述零矢量作用时间计算开关导通时间点；生成模块，用于根据所述开关导通时间点生成所述电机的
控制信号。
[0032] 可选地，还具有判断模块，用于监测载波周期内载波为零时刻以及载波最大值时刻，在这两个时刻触发所述控制装置采样并且更新占空比。
[0033] 可选地，所述控制装置为PI
控制器、模型预测控制器或SVPWM控制器。
[0034] 本申请实施例提供的上述技术方案与
现有技术相比具有如下优点：
[0035] 本申请实施例提供的该方法，通过预测模型精确计算了使电流纹波最小的零矢量和有效矢量作用时间，获得了使电流纹波最小的非对称占空比。在不增加开关频率条件下，明显提升了电机控制电流控制性能，且降低了电流谐波含量。
附图说明
[0036] 此处的附图被并入
说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本申请的实施例，并与说明书一起用于解释本申请的原理。
[0037] 为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员而言，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0038] 图1为本申请一种实施例中控制系统
框架结构示意图。
[0039] 图2为本申请一种实施例中基于模型预测的电机控制方法的调制原理示意图。
[0040] 图3为本申请一种实施例中基本矢量和扇区分布图。
[0041] 图4为本申请一种实施例中基于模型预测的电机控制方法的调制
流程图。
[0042] 图5为本申请一种实施例中一个采样周期内电流变化过程示意图。
具体实施方式
[0043] 为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
[0044] 本申请实施例提供一种基于模型预测的电机控制方法，参照图4所示意，其主要包括步骤：
[0045] S101，利用获取的控制指令和电机参数，以电机离散模型计算预测电压值；其中，本申请的具体实施例中，在一个载波周期内，分别在载波为零以及载波最大值时刻进行采样，对应地，也会这两个时刻进行PWM脉冲信号的占空比更新。其中具体的计算方法可选择本领域常用的运算方式进行。
[0046] S102，对所述预测电压值进行坐标转换，得到α轴分量和β轴分量；可以选用派克(park)反变换的方式得出，其中具体的得出方法可选择本领域常用的运算方式进行。
[0047] S103，以所述α轴分量、所述β轴分量以及参考电压矢量，计算获得不同扇区的相邻矢量作用时间；可以选用查表法得出相邻矢量作用时间，具体的得出方法可选择本领域常用的运算方式进行。
[0048] S104，根据所述相邻矢量作用时间计算得出交轴电流误差对称的零矢量作用时间；可选地，可依据相邻矢量作用时间以模型预测方式，获得交轴电流误差对称的交轴电压参考矢量；以及，依据交轴电压参考矢量通过预测模型反推计算零矢量作用时间。其中，根据所述零矢量作用时间，可使得受电压影响的交轴电流误差的最大值和受电压影响的交轴电流误差的最小值之和为零。
[0049] S105，以所述零矢量作用时间计算开关导通时间点；其中，在一个载波周期内，前四段调制信号位于载波上升时的四段时间，后四段调制信号位于载波下降时的四段时间。具体的得出方法可选择本领域常用的运算方式进行。
[0050] S106，依据开关导通时间点调制输出PWM脉冲，作用于控制电机。其中，可选择以三角形载波和三相调制波幅值调制输出PWM脉冲信号，作用于逆变器。可选地，依据控制方法输出的PWM脉冲信号，在一个载波周期内，相对载波最大值时刻为非对称。
[0051] 本申请提出的占空比优化调制方法，可以在不增加开关频率条件下，明显提升电机控制电流控制性能，且降低电流谐波含量。具体经过仿真分析发现，利用本申请提出的占空比优化调制方法执行时，q轴电流
波动可以减小6.3％。q轴电流波动峰值可以减小12.5％。改进方法的电流谐波含量为3.24％，传统方法中电流谐波含量为3.63％，谐波含量减小10.7％。
[0052] 本申请提出的占空比优化调制方法可以在永磁同步电机PWM预测控制结构
基础之上，针对SVPWM调制技术，首先，引入双采样双更新(是指单个载波周期内)控制策略，将七段式调制化分为前四段和后四段，获得了非对称的有效矢量作用时间。同时，通过预测模型推导了使电流纹波最小的零矢量作用时间。最终获得最优非对称开关占空比。本申请提供的控制方法在不增加开关频率前提下，可有效减小了电流纹波和电流谐波含量。
[0053] 传统控制方法中，采样周期计算周期和载波周期都为T，采样和占空比仅在载波为0时刻进行。双采样双更新策略的采样周期变为Ts，为T的0.5倍，即在一个载波周期中两次采样两次计算，分别在载波为0和载波最大值时刻采样和更新占空比。前四段为载波上升时的四段时间，后四段为载波下降时的四段时间。图5中详细表述了前四段零矢量和相邻有效矢量作用下的电流变化过程。
[0054] 以下针对具体的表贴式永磁同步电机，具体地示例性说明如下：
[0055] 图1为本申请一种实施例中控制系统框架结构示意图，其中利用电流
传感器3连接于电机1的驱动
电路，
位置传感器2设置于电机1，电流传感器3以及位置传感器2均信号连接于第一控
制模块4，以便将电机1的状态参数送至第一
控制模块4。比例积分控制器7信号连接于第一控制模块4，可生成交轴电流给定值，并送至第一控制模块4。第一控制模块4依据以下公式(1)得出预测电压值并输入至第二控制模块5。第二控制模块5中执行接下来介绍的第二至第六步，并最终调制输出PWM脉冲信号，作用于逆变器6。
[0056] 本领域技术可以理解的是，第一控制模块4与第二控制模块5可以集成于一个DSP芯片来执行。
[0057] 第一步：
[0058] 可以主要根据电流传感器以及位置传感器等采样方式，采样获得电机状态参数，并根据电机离散模型计算预测电压值udpre(k)，uqpre(k)，如式1所示。
[0059]
[0060] 式中R为定子电阻，Ld为定子d轴电感，Lq为定子q轴电感，在表贴式永磁同步电机中定子电感Ld＝Lq＝L，ωe为转子电角速度，ψf为永磁体磁链，id，iq为dq轴电流，idref，iqref为电流给定值，K代表第K个控制周期，Ts为采样周期。
[0061] 第二步：
[0062] 对预测电压值udpre(k)，uqpre(k)进行派克(park)反变换，以得到其α轴分量uα和β轴分量uβ。如果uβ>0,则A＝1，否则A＝0；如果 则B＝1，否则B＝0；如果 则C＝1，否则C＝0。因此扇区号N＝A+2B+4C。扇区号在空间中的排列顺序如图3中所示。
[0063] 第三步：
[0064] 计算相邻矢量作用时间，令：
[0065]
[0066] 式中uα为参考电压矢量Uref的α轴分量，uβ为参考电压矢量Uref的β轴分量。Uref＝uα+uβ,即Uref为α轴电压分量和β轴电压分量的合成矢量，也可以是dq
坐标系下的udref，uqref的合成，也是图中相邻矢量V1，V2的合成。Uref为ABC，dq，α、β，三种坐标系下的分量，或相邻有效矢量的合成形式。以下说明如下：
[0067] 求解电机ABC三相电电压uA、uB和uC的d、q轴分量，α、β轴分量，具体计算方法如下：
[0068]
[0069]
[0070] 式中，ud和uq为电机参考电压的d、q轴分量；uα和uβ为电机参考电压的α、β轴分量；MABC/αβ为由ABC三相静止坐标系到αβ两相静止坐标系的变换矩阵；Mαβ/dq为由αβ两相静止坐标系到dq两相旋转坐标系的变换矩阵；具体表达式如下：
[0071]
[0072] 式中，θ为d轴与α轴的夹角；
[0073] 根据上式(2)可通过查表获得不同扇区的相邻矢量作用时间T1、T2，如表1所示。
[0074] 表1不同扇区对应的相邻矢量占空比
[0075]
[0076] 第四步：
[0077] 计算最优零矢量作用时间:
[0078] 在表贴式永磁同步电机中转矩仅受q轴电流影响，因此本实施例仅以最小q轴电流纹波为优化目标。q轴电流离散化表达式如下式所示
[0079] iq(k+1)＝iqT+Δiq (3)
[0080]
[0081]
[0082] 由式(3)至(5)可以看出，电机Ts采样周期间隔下的q轴电流由两部分组成，其中iqT仅与电机当前状态和时间间隔Ts有关。故iqT可视为电机电流的固有分量，是一个不可控量。受电压影响的q轴电流变化分量Δiq为一个可控分量，Δiq代表受电压影响的变化分量，与q轴电压参考矢量urefq(k)和采样周期Ts有关，由根据矢量合成原理可知，以第Ⅲ扇区为例，q轴电压参考矢量urefq(k)由相邻有效矢量V1，V2按照占空比合成而来，即
[0083]
[0084] 式中：T1，T2为相邻有效矢量V1，V2作用时间，V1q为有效矢量V1的q轴分量，V2q为有效矢量V2的q轴分量。
[0085] 将式(6)带入式(5)可得
[0086]
[0087] 通过式(7)可知，Δiq仅与有效矢量的作用时间相关，且Δiq的变化过程仅发生在每个控制周期的有效矢量作用时间T1，T2范围内。
[0088] 综上所述，q轴电流在一个控制周期内的变化过程可以看作固有分量iqT在时间Ts内的变化，和可控分量Δiq随着V1q、V2q在时间T1、T2内作用的变化，以上两种变化过程的
叠加。iq(k)到iq(k+1)在一个控制周期内的变化过程如图5所示。
[0089] 图5中第一个零矢量作用时间为T01，则第一个零矢量作用后的电流值iq0可由下式表示
[0090]
[0091] iq1，iq2为相邻有效矢量作用下电流值，由于相邻有效矢量仅相差60度，引起的变化趋势可忽略不计，将iq0到iq2合并为同一过程。iq2可由下式计算得出。
[0092]
[0093] 式中Tc＝T01+T1+T2。
[0094] 由于经过模型计算得出的q轴电压参考矢量urefq(k)已经是最优定值，即Δiq恒定，在稳态条件下，为获得最小电流纹波应使电流纹波引起的最大电流误差和最小电流误差之和为零，即
[0095]
[0096] 将式(8)和式(9)代入式(10)可求解得最优T01得
[0097]
[0098]
[0099] 第五步：
[0100] 计算开关导通时间点Ta、Tb、Tc。
[0101] 以第Ⅲ扇区为例，改进方法的Ta、Tb、Tc可用如下方法计算：当三角形载波处于前半周期时，
[0102]
[0103] 当三角形载波处于后半周期时，
[0104]
[0105] 同时对T01进行限幅，使0≦T01≦Ts-T1-T2。其它扇区也可用类似方法获得。Ta、Tb、Tc也是载波幅值为Ts时的调制波幅值，其时序图如图2所示。
[0106] 第六步：
[0107] 通过周期为T的三角形载波(其中T＝2*Ts)和调制波波幅值Ta、Tb、Tc调制输出PWM脉冲，作用于逆变器控制电机。完成一个控制周期的控制。
[0108] 本申请中的双采样双更新控制策略，和求取最小电流纹波的最优零矢量作用时间方法也可以应用于PI控制器中，或其他采用SVPWM调制的控制策略中。
[0109] 需要说明的是，在本文中，诸如“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
[0110] 以上所述仅是本申请的具体实施方式，使本领域技术人员能够理解或实现本申请。对这些实施例的多种
修改对本领域的技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本申请的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本申请将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所申请的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
