技术领域
[0001] 本
发明涉及一种从一以
二极管模式工作的逆导型IGBT到一以IGBT模式工作的逆导型IGBT的换向方法，所述IGBT构成一换流相且与一直流
电压源并联，该方法包括如
权利要求1前序部分所述的处理步骤。本发明还涉及一种用于实施本发明方法的装置。
背景技术
[0002] 能够导通相反方向
电流的IGBT又称RC-IGBT(Reverse-Conducting IGBT)。RC-IGBT是已知的逆阻型IGBT的一种改进。RC-IGBT与传统IGBT之间的区别在于，二极管功能和IGBT功能集中在一个芯片上。这导致一功率
半导体，其中二极管模式下的
阳极效率与
门电压有关。与传统IGBT相比，这一点要求驱动该类装置的方式有所变化。
[0003] 逆导型IGBT可以通过门极来控制二极管模式下的阳极效率。门极导通时，阳极效率下降，而正向电压上升，存储电荷下降。门极关断时，阳极效率较高，导通电压较低，存储电荷较高。
[0004] 可以利用逆导型IGBT的这种性能来减小换流相上以二极管模式工作的逆导型IGBT的反向恢复损耗和第二逆导型IGBT的导通损耗。
[0005] M.Rahimo、U.Schlapbach、A.Kopta、J.Vobecky、D.Schneider以及A.Baschnagel在 其 刊 登 于 ISPSD 2008 的“A High Current 3300V Module Employing Reverse Conducting IGBTs S etting a New B enchmark in Output Power Capability(使用逆导型IGBT的强电3300V模
块设立功率输出能
力的新基准)”一文中描述了一种从以二极管模式工作的逆导型IGBT到以IGBT模式工作的逆导型IGBT的换向方法。根据这种已知方法，以二极管模式工作的IGBT在经过一段预定的第一延迟时间(从产生设定值关断控制
信号时开始计算)后导通。两个
串联RC-IGBT中以IGBT模式工作的IGBT在经过一段预定的第二延迟时间(从产生设定值导通
控制信号时开始计算)后导通。以二极管模式工作的RC-IGBT在以IGBT模式工作的RC-IGBT即将导通前再度关断。为此，为以二极管模式工作的RC-IGBT设置了一个时间跨度，在该时间跨度内，这个逆导型IGBT保持导通状态。
[0006] 这种已知方法的缺点是延时性能较差。一方面，以二极管模式工作的逆导型IGBT在达到反向电流峰值之前，其门电压必须下降至
阈值电压(即阈值电压)以下。另一方面，以二极管模式工作的逆导型IGBT在以IGBT模式工作的逆导型IGBT导通时不能已关断较长时间，否则就无法产生阳极效率下降这一效果。然而，从上级控制单元(例如换流器的控制单元)到这两个电性串联RC-IGBT的控制
电路(又称驱动电路)的信号路径相互间又电位分离。这会使
开关时间产生较大偏差，而这样的偏差将进一步加大电性串联RC-IGBT的控制路径偏差。因此，相互协调的延迟时间的激活必然要求投入大量时间和资源。
发明内容
[0007] 有鉴于此，本发明的目的是对上述已知方法进行改进以改善其延时性能。
[0008] 权利要求1前序部分所述的特征与区别特征相结合即为本发明用以达成上述目的的解决方案。
[0009] 据此，以二极管模式工作的逆导型IGBT的门极关断不再受时间控制，而是受事件控制。根据本发明的方法，将以IGBT模式工作的逆导型IGBT开始通流作为事件。
[0010] 根据第一实施方式，借助一电感上的一下降电压测定所述以IGBT模式工作的逆导型IGBT的通流时间点，其中，所述电感布置在换向电路中。换向电路中的电流上升率比相应负载电路中的电流上升率至少大十倍。因此，通过电感电压降可方便而明确地测定换向的开始。据此，换向会引起较大的正电流变化(diC/dt)，进而使所述电感上形成绝对值较大的负电压值，在此用作测量电压。借助预定的极限值对该测量电压的分布进行分析，其中，一旦达到或超过这个极限值，就对连接在下游的驱动电路进行控制。
[0011] 根据一种有利实施方式，用于检测所述以IGBT模式工作的逆导型IGBT的通流时间点的单元是所述RC-IGBT模块内部的一漏感，该漏感布置在辅助发射极和功率发射极之间。这个漏感与一分析单元的两个输入端电性并联。
[0012] 另一种检测所述以IGBT模式工作的RC-IGBT的通流时间点的方法是测量所述以二极管模式工作的RC-IGBT的集
电极电流。一种可以实现电流测量的特别有利的方案是使用按罗氏线圈原理构建的电流互感器。按罗氏线圈原理构建的电流互感器的
输出信号与电流变化(diC/dt)成比例，因此像在换向电路中使用电感那样非常便于分析。
[0013] 另一种检测所述以IGBT模式工作的RC-IGBT的通流时间点的方法是借助饱和
变压器进行电流检测。用这种变压器测定流过以二极管模式工作的IGBT的集电极电流的过零。只有当
磁场强度处于磁化特性曲线较窄的线性区域时，饱和变压器才提供输出信号。在此情况下，以二极管模式工作的逆导型IGBT的门极不是在换向过程开始时放电，而是在集电极电流过零(即反向恢复电流开始)时才放电。
附图说明
[0014] 下文将参照附图及其所示的用于实施本发明方法的装置的多个实施方式对本发明作进一步说明，其中：
[0015] 图1为具有直流电压源的两个RC-IGBT的桥接旁路的电路图；
[0016] 图2和图3为图1所示桥接旁路的两个RC-IGBT的设定值控制信号分别以时间t为横坐标的时间特性曲线图；
[0017] 图4和图5为图1所示桥接旁路的两个RC-IGBT的实际控制信号分别以时间t为横坐标的时间特性曲线图；
[0018] 图6为用于实施本发明换向方法的装置的第一实施方式的电路图；
[0019] 图7为用于实施本发明换向方法的装置的第二实施方式的电路图；
[0020] 图8为集电极电流及相应测量电压以时间t为横坐标的曲线图；
[0021] 图9为用于实施本发明换向方法的装置的第三实施方式的电路图；
[0022] 图10为饱和变压器的磁化特性曲线；以及
[0023] 图11为集电极电流及相应测量电压以时间t为横坐标的曲线图。
具体实施方式
[0024] 在图1中，附图标记2表示桥接旁路，4表示直流电压源，6表示正向电流
母线，8表示负母线。桥接旁路2和直流电压源4借助这两个母线6和8电性并联。所述桥接旁路具有两个电性串联的逆导型IGBT T1和T2。这两个RC-IGBT T1和T2的连接点构成交流电压侧输出端A，该输出端上可接一负载。直流电压源4具有两个同样电性串联的电容器10和12。这两个电容器10和12的连接点构成中点
端子M。作为设置两个电容器10和12的替代方案，也可以在母线6和8之间只布置一个电容器。在此情况下，中点M为不可及。相对于直流电压源4的中点端子M，桥接旁路2的输出端A上存在一个
脉宽调制方波电压UAM。图1所示的电路图相当于多相换流器(特别是交流电逆变器)的电路图的一部分。
[0025] 由于二极管功能和IGBT功能集中在一个芯片上，逆导型IGBT T1和T2不需要使用
续流二极管或反向二极管。这些IGBT由于具有反向导通能力而又被称作RC-IGBT(Reverse Conducting-Insulated Gate Bipolar Transistor，逆导型
绝缘栅双极晶体管)。由于二极管功能和IGBT功能集中在一个芯片上，这种RC-IGBT可以二极管模式(负的集电极-发射极电流)和IGBT模式(正的集电极-发射极电流)工作。二极管模式下可通过门极来控制阳极效率。门极导通时，阳极效率下降，导通电压上升，而存储电荷下降。门极关断时，阳极效率较高。其结果是导通损耗较低，存储电荷较高。
[0026] 图2至图5是逆导型IGBT T1以二极管模式工作、逆导型IGBT T2以IGBT模式工*作时的信号分布。图2是以二极管模式工作的RC-IGBT T1的设定值控制信号ST1以时间t*
为横坐标的曲线图，图3是以IGBT模式工作的RC-IGBT T2的设定值控制信号ST2以时间* *
t为横坐标的曲线图。这两个设定值控制信号ST1和ST2表征了时间点t1上的换向过程。
从这个时间点t1出发，以二极管模式工作的逆导型IGBT T1在经过一个时间跨度ΔT1后导通(图4)。根据如图5所示的开关状态T2Sch的时间特性曲线图，以IGBT模式工作的逆导型IGBT T2从时间点t1出发在经过一个时间跨度ΔT3后导通(时间点t4)。根据如图
4所示的开关状态T1Sch的时间特性曲线图，以二极管模式工作的逆导型IGBT T2在时间点t4上必须关断。而且，以二极管模式工作的逆导型IGBT T1不能已关断较长时间，否则就无法产生阳极效率下降这一效果。也就是说，以二极管模式工作的RC-IGBT T1关断与以IGBT模式工作的RC-IGBT T2导通之间的时间跨度ΔTR应尽可能地短。根据时间跨度ΔT1和相对于时间跨度ΔT3的时间跨度ΔTR的函数得出时间跨度ΔT2，其中在时间跨度ΔT2内，以二极管模式工作的IGBT T1处于导通状态。
[0027] 根据前述公开文献，换流相的两个逆导型IGBT T1和T2的这种换向过程是受时间控制的。这种时控换向对时间有很高的
精度要求。为了能可靠实现这种时控换向，所选择的时间跨度ΔTR的长度应确保：当两个电性串联的RC-IGBT T1和T2中以IGBT模式工作的逆导型IGBT T2导通时(导通时间点t4)，以二极管模式工作的逆导型IGBT T1肯定处于关断状态。由于从控制单元到RC-IGBT T1和T2的控制电路的信号路径上设有会产生较大偏差的元件，因此时间跨度ΔTR的长度必须再大些。
[0028] 根据本发明的方法，如图2至图5中的曲线图所示的这种换向不再受时间控制，而是受事件控制。将以IGBT模式工作的RC-IGBT T2开始通电流作为事件。但这一事件是在以二极管模式工作的RC-IGBT T1上测定的。
[0029] 图6为用于实施本发明换向方法的装置的第一实施方式的示意图。这个装置具有分析单元14，该分析单元的输出端与又称驱动开关的控制电路16的输入端连接。该装置还具有用于为流过以二极管模式工作的RC-IGBT T1的集电极电流iC检测时间导数的单元。即测定集电极电流iC的电流变化。在如图6所示的实施方式中，该单元是一电感18，尤其是模块内部漏感。如果所述单元是模块内部漏感18，则该电感18在IGBT模块内是布置在辅助发射极E1和发射极端子E之间。如果是电感18，则该电感一端与发射极端子E连接。
在图6所示的实施方式中，发射极E1构成分析单元14和驱动电路16的基准电位。两个电性串联的RC-IGBT T1和T2中以二极管模式工作的RC-IGBT T1的发射极端子E与分析单*
元14的输入端20导电连接。设定值控制信号ST1同样传输给分析单元14。
[0030] 由于换向电路中的电流上升率比负载电路中的电流上升率至少大十倍，通过以二极管模式工作的RC-IGBT T1的电感18上的电压降可清楚识别到以IGBT模式工作的RC-IGBT T2的开始通流。集电极电流iC从以二极管模式工作的RC-IGBT T1到以IGBT模式工作的RC-IGBT T2的换向会引起较大的正电流变化diC/dt，进而使测量电压uM达到绝对值较大的负值。在分析单元14中将测量电压uM的这个值与预定的阈值进行比较。如果达到或者超过这个阈值，就将以二极管模式工作的RC-IGBT T1关断，亦即，以二极管模式工作的RC-IGBT T1的门极G在换向过程开始时开始放电。
[0031] 图7为用于实施本发明适用于两个电性串联逆导型IGBT T1和T2的换向方法的装置的第二实施方式的示意图。该第二实施方式与第一实施方式之间的区别在于，电感18被换成了按罗氏线圈原理构建的电流互感器22。这种电流互感器(current transformer)22的
输出电压与流过以二极管模式工作的逆导型IGBT T12的集电极电流iC的电流变化di/dt成比例。图8为在以二极管模式工作的逆导型IGBT T1中流动的集电极电流iC及一测定的测量电压uM分别以时间t为横坐标的时间特性曲线图。电流曲线iC(t)相当于一个二极管的关断特性曲线。在集电极电流iC的振幅开始减小的时间点tM上，测量电压曲线uM(t)具有正沿。将这个边沿的时间点tM作为以IGBT模式工作的逆导型IGBTT2开始通流的时间点。时间点tM是可以关断以二极管模式工作的逆导型IGBT T1的最早时间点。
[0032] 图9为用于实施本发明适用于两个逆导型IGBT T1和T2的换向方法的第三实施方式的示意图。该第三实施方式与图6所示的第一实施方式之间的区别在于，电感18被换成了饱和变压器24。图10为该饱和变压器24的磁化特性曲线。这条磁化特性曲线只有一个较窄的线性区域。这个饱和变压器24仅测定以二极管模式工作的逆导型IGBT T1的集电极电流iC的过零。只有当磁场强度处于磁化特性曲线的上述较窄区域时，饱和变压器24才识别到电流过零。饱和变压器24精确地在这个时候提供输出信号，即测量电压uM。图11为该测量电压uM以及以二极管模式工作的RC-IGBT T1的集电极电流iC分别以时间t为横坐标的时间特性曲线图。由此借助饱和变压器24测定从以二极管模式工作的RC-IGBT T1到以IGBT模式工作的RC-IGBT T2的换向时间点。这个时间点tN在时间上晚于时间点tM。借此达到稍晚关断以二极管模式工作的RC-IGBT T1的目的。借此可延长阳极效率的下降时间，从而达到降低存储电荷的目的。
[0033] 通过本发明的方法可使得两个电性串联的RC-IGBT T1和T2中以二极管模式工作的RC-IGBT T1的关断时间点非常接近这两个串联RC-IGBT T1和T2中以IGBT模式工作的逆导型IGBT T2的导通时间点t4，从而长时间取得阳极效率下降这一效果。本发明的方法受事件控制，因而不像已知的时控换向方法那样对时间有很高的精度要求。
