【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は直流入力電力をスイッチ素子によりスイッチングして電力変換し、入力とは異なる直流出力電力を得るようにした直流−直流スイッチング電力変換装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】電力変換装置の一般的な態様は直流−直流スイッチング電力変換装置（以下、電力変換装置という）であり、これは入力電流電圧を所望の値を有する出力電流電圧に変換するものである。 図５は従来の電力変換装置を概念的に示すブロック図である。 図５において、入力直流電力源１１からの直流電力はスイッチ素子駆動回路１２から得られる駆動信号１３によりオンオフ制御されるスイッチ素子Ｑによりパルス状の交流電力に変換され、その後平滑回路１４により平滑され所望の直流電力となって出力端子１５より出力される。

【０００３】上記電力変換装置は小型、高効率の特徴を持つことから近年情報処理装置等の電源を一例として広く用いられている。 これら電力変換装置には多くの異なる回路構成があり、その中でもバック型（フォワード型、ステップダウン型）、ブースト型（ステップアップ型）、バックブースト型（フライバック型）の３つが主に知られている。

【０００４】これらの電力変換装置はバイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）等の少なくとも１つのスイッチ素子とリアクタとキャパシタからなる平滑回路とダイオードとを含んで構成されている。 このような電力変換装置は一般的にスイッチング周波数を高くすると構成部品を小型化できることが知られている。
しかし電力変換動作における損失がスイッチング周波数と共に増加する傾向を持ち、装置体積に対し無視できない量となることから、設定可能なスイッチング周波数には上限が存在する。

【０００５】上記損失には平滑回路を構成するリアクタやコンデンサによる損失だけではなく、スイッチ素子のオンからオフ状態又はオフからオン状態への状態遷移時に発生する有限な量の電圧、電流の重複やスイッチ素子の容量成分の充放電による損失が大きく占めていることが知られている。 従って、このスイッチング時の損失を低減することが電力変換装置の高効率化、高周波スイッチング化には必要となる。

【０００６】上述したスイッチ素子による損失を低減する回路方式として共振型方式が知られている。 この共振型方式はスイッチ素子にインダクタとキャパシタとの共振回路を結合し、スイッチ素子に流れる電流又はスイッチ素子にかかる電圧の波形を正弦波の一部にすることにより、状態遷移時のスイッチ動作のゼロ電流又はゼロ電圧スイッチングを行い、電流及び電圧の重複による損失の低減を実現している。

【０００７】上記共振型方式はスイッチ素子による損失の低減には有効に働くが、負荷が変化した場合、これに伴いスイッチング周波数も変化する特徴を持つ。 これは電力変換装置の設計の際、ノイズ低減のためのフィルタ設計が複雑となる原因となっている。

【０００８】そこで、上記共振型方式と同様にゼロ電圧スイッチングを行うが、負荷が変化しても周波数が変化しない方式としてＺＶＳ方式が提案されている（参照Ｓ．Ｆ．Ｎｅｗｔｏｎ、特開昭６３−５９７６３号公報、Ｒ．Ｊ．Ｈｕｌｊｕｃｋ他、特開昭６３−５９７６
４号公報）。 図６はバック型の回路構成にＺＶＳ方式を適用した場合の回路構成を示す。

【０００９】図６において、２つのスイッチ素子Ｑ ₁ 、
Ｑ ₂は、図示のようにそれぞれＦＥＴ（電界効果トランジスタ）にダイオードＤ、コンデンサＣを並列に接続した構成を有している。 これらのスイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ ₂
は直列に接続され、スイッチ素子駆動回路５により交互にオンオフ制御されるように成されている。 また、スイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ ₂には直流電源１から直流電圧が入力端子２ａ、２ｂ、平滑コンデンサＣ ₁を介して加えられるように成されている。

【００１０】またスイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ ₂の接続点と出力端子４ _a 、４ _bとの間には平滑用のリアクトルＬ、コンデンサＣ ₂が接続され、出力端子４ _a ４ _bに負荷３が接続されるように成されている。

【００１１】上記構成は従来のバック型回路のスイッチ素子にダイオード及びコンデンサを付加し、ダイオードを含むスイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ ₂に置換した回路構成となっている。 ２つのスイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ ₂はスイッチ素子駆動回路５により、交互にオンオフ動作を行い、Ｑ ₁
がオン状態の時はＱ ₂はオフ状態を保ち、Ｑ ₂がオン状態の時はＱ ₁はオフ状態を保つように制御される。 このＺＶＳ方式回路は上述のようなスイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ ₂
の動作によりリアクタＬの電流を正負両方向に流すことにより、スイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ ₂の双方のゼロボルトスイッチングを達成している。 しかも従来のバック型と同様に負荷の変化によるスイッチング周波数の変化がないという特徴も併せ持っている。

【００１２】図６に示すＺＶＳ型は回路構成上入力と出力間で絶縁されておらず、非絶縁型の電力変換装置に属している。 しかしながら実用上入力と出力間に絶縁が必要な用途もあり、その場合はこのＺＶＳは使用できない。 図７は上記ＺＶＳ方式の動作を行い、しかも入力出力間で絶縁を施す回路構成を示す（参照Ｃ．Ｐ．Ｈｅｎ
ｚｅ、米国特許第４，９５３，０６８号公報、８／１９
９０）。

【００１３】図７においては、８個のスイッチ素子Ｑ ₁
〜Ｑ ₈が用いられ、それぞれ２つづつが直列接続され、
Ｑ ₁ 〜Ｑ ₄とＱ ₅ 〜Ｑ ₈との間に絶縁及び電圧変換用のトランスＴｒが設けられている。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】図７に示す入力と出力間を絶縁するようにしたＺＶＳ方式による回路構成では、上述した問題点は解決されており有効ではあるが、
この回路では合計８個のスイッチ素子Ｑ ₁ 〜Ｑ ₈を必要とし、コスト的に回路に対する負担の少ない比較的容量の大きい電力変換装置に用い得るが、価格の低い低電力容量のものには適用し難いという問題があった。

【００１５】本発明は上記のような問題を解決するためになされたもので、入力と出力間の絶縁を行いかつ少ないスイッチ素子数で上記ＺＶＳ方式のスイッチングを実現し、安価で高効率な直流−直流スイッチング電力変換装置を提供することを目的としている。

【００１６】

【課題を解決するための手段】本発明においては、それぞれスイッチとダイオードとコンデンサとが並列に接続された等価回路を有し互いに直列に接続された第１及び第２のスイッチ素子と、上記第１及び第２のスイッチ素子を交互に所定期間毎にオンオフ制御するスイッチ素子駆動回路と、上記第１及び第２のスイッチ素子と出力端子との間に設けられたトランスと、上記第１及び第２のスイッチ素子の接続点と上記トランスの１次側巻線の一端との間に接続されたインダクタンスと、上記第２のスイッチ素子の他端と上記トランスの１次側巻線の他端との間に接続されたコンデンサと、上記トランスの２次側巻線に得られる電圧を整流平滑する整流平滑回路とを設けている。

【００１７】

【作用】第１のスイッチ素子がオンすると電流がスイッチ素子、インダクタンス、トランスの１次側巻線、コンデンサを通じて流れ、トランスの２次側には電源電圧からコンデンサの電圧を引いた電圧がかかる。 この時の２
次側電圧が整流平滑されて出力される。 次に２つのスイッチ素子は共にオフ状態となり、この時スイッチ素子内のコンデンサにより電位が保持され、また第２のスイッチ素子内のダイオードが順方向となり、電流が流れてゼロ電圧スイッチングが行われる。 次に第２のスイッチ素子がオンすると、上記と逆方向で略同じ動作が行われ、
以上の動作が繰り返される。

【００１８】

【実施例】図１は本発明の実施例を示す回路図である。
図１においては、２つのスイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ ₂は等価的にスイッチＳ、ダイオードＤ、コンデンサＣを並列に接続した形で図示されている。 これらのスイッチ素子Ｑ
₁ 、Ｑ ₂はスイッチ素子駆動回路５により交互にオンオフ制御される。 尚、上記ダイオードＤ、コンデンサＣはスイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ ₂の構造上形成されるものを利用することがある。

【００１９】ここで示す電力変換装置は直流電源１に接続される入力端子２ａ、２ｂと直流負荷３に接続される出力端子４ _a 、４ _bとを持っている。 入力端子２ａ、２
ｂと出力端子４ _a 、４ _bとの間には絶縁用のトランスＴ
ｒが接続されている。

【００２０】２つのスイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ ₂の接続点ａ
とトランスＴｒの１次側巻線の一端とはインダクタンスＬ _lkを介して接続され、上記１次側巻線の他端とスイッチ素子Ｑ ₂の他端とはコンデンサＣ ₃を介して接続されている。 上記インダクタンスＬ _lkはトランスＴｒの漏れインダクタンスを示すが、別に単独のリアクタンスを加えてもよい。

【００２１】トランスＴｒの２次側巻線は２つあり、起電力が同方向になるよう巻線方向が同一方向に接続されている。 この２次側巻線の両端は整流用ダイオードＤ ₁ 、Ｄ ₂を通じて１点に接続され、この接続点と出力端子４ _aとの間にリアクトルＬが接続されている。 ２次側巻線の中点と出力端子４ _bとが接続され、出力端子４
_a 、４ _b間にはコンデンサＣ ₂が接続されている。

【００２２】次に上記構成による動作について図２のタイミングチャートを用いて説明する。 スイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ ₂はスイッチ素子駆動回路５からの３０ＫＨｚ
以上のスイッチ信号により図２（ａ）、（ｂ）に示すタイミングで開閉動作（オンオフ動作）を行う。 ２つのスイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ ₂は交互にオン状態に切り替わり、
一方のオン状態期間と他方のオン状態期間との間には、
有限時間τの両スイッチ素子のオフ状態期間を設けている。

【００２３】まずスイッチ素子Ｑ ₁がオン状態の時は入力の直流電源１からスイッチ素子Ｑ ₁ 、インダクタンスＬ _lk 、コンデンサＣ ₃を通じてトランスＴｒへ図２
（ｄ）の電流Ｉ _Trが流れ込む。 この時ａ点には図２
（ｃ）の電圧Ｖ _nodeが加えられる。 トランスＴｒの１次側には直流電源電圧からコンデンサＣ ₃の電圧を差し引いた大きさの電圧がかかり、２次側には同時に巻数比に応じた電圧が発生する。 この発生電圧に対してダイオードＤ ₁は順バイアスとなり、ダイオードＤ ₂は逆バイアスとなる。 従って、図２（ｆ）で示す、電流Ｉ _D1はダイオードＤ ₁を通り、さらにリアクトルＬを通ってコンデンサＣ ₂および負荷３に出力される。 この時リアクトルＬには、トランスＴｒの２次側の電圧とコンデンサＣ ₂
の電圧との差がかかることにより、流れる電流は増加する。

【００２４】この間にスイッチ素子Ｑ ₁はオンからオフへ状態が遷移するが、この遷移時間が十分短い場合、スイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ ₂内のコンデンサＣにより電位が保たれるため、ゼロボルトスイッチングが行われる。

【００２５】次にスイッチ素子Ｑ ₁がオフ状態に遷移すると、期間τでトランスＴｒの漏れインダクタンスＬ _lk
により電流がスイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ ₂のコンデンサＣを通じて引き続き流れる。 この時のコンデンサＣの充放電により、スイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ ₂の接続点ａの電位Ｖ
_node （図２（ｃ））は入力電源電圧からゼロボルトにまで低下し、スイッチ素子Ｑ ₂に含まれるダイオードＤが順バイアスとなり、トランスＴｒの１次側に流れる電流Ｉ _TrはコンデンサＣ ₃とスイッチ素子Ｑ ₂のダイオードＤとによる経路で流れる。 この間にスイッチ素子Ｑ ₂がオン状態に遷移するが、この時のスイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ
₂両端電圧はゼロボルトとなっており、これよりゼロボルトスイッチングが達成される。

【００２６】期間τを経てスイッチ素子Ｑ ₂がオン状態に遷移すると、トランスＴｒの１次側に流れる電流Ｉ _Tr
は減少し逆方向に流れ始める。 この間、２次側はリアクトルＬに蓄積されていたエネルギーにより整流ダイオードＤ ₁ 、Ｄ ₂を通じて電流が負荷方向に流れている（図２（ｆ）（ｇ）参照）。 その後、１次側の逆方向電流がリアクトルＬの電流の巻数比量に相当する量になると、
ダイオードＤ ₂のみが順バイアスとなり、コンデンサＣ
₃に蓄積されているエネルギーがトランスＴｒを介して負荷３側に供給される。 この間にスイッチ素子Ｑ ₂はオンからオフへ状態が遷移するが、この遷移時間が十分短い場合、スイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ ₂内のコンデンサＣにより電位が保たれるためゼロボルトスイッチングが行われる。

【００２７】スイッチ素子Ｑ ₂がオフ状態に遷移すると、トランスＴｒの漏れインダクタンスＬ _lkにより電流がスイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ ₂のコンデンサＣを通じて引き続き流れる。 このコンデンサＣの充放電により、ａ点の電位Ｖ _nodeはゼロボルトから入力電源電圧まで上昇し（図２（ｃ））、スイッチ素子Ｑ ₁に含まれるダイオードＤが順バイアスとなる。 従って、トランスＴｒの１次側に流れる電流Ｉ _TrはコンデンサＣ ₃とスイッチ素子Ｑ
₁のダイオードＤとを経由して入力電源側へ流れる。 この間にスイッチ素子Ｑ ₁がオン状態に遷移するが、この時のスイッチ素子両端電圧はゼロボルトとなっており、
これよりゼロボルトスイッチングが達成される。 そして再度スイッチ素子Ｑ ₂がオン状態のモードに戻り、これまで説明した動作が繰り返される。

【００２８】本実施例による電力変換装置では１次側から２次側への電力伝達が従来のバック型とは異なり、スイッチ素子Ｑ ₁のオン状態期間にのみ電力伝達が行われるだけではなく、スイッチ素子Ｑ ₂のオン状態期間でも電力伝達が行われる特徴を持つ（図２（ｅ）（ｈ））。
また、本装置による出力電圧の調整は、従来と同様にスイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ ₂のオン状態期間の比率を変更することにより制御可能である。

【００２９】図３はスイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ ₂にＦＥＴを用いた電力変換装置の実施例を示すものであり、回路構成は図１と実質的に同一構成である。 ただし、ダイオードＤはＦＥＴの構造上形成されるボディーダイオードで代用してもよい。 またコンデンサＣはＦＥＴの寄生容量成分または外付けのコンデンサが用いられる。 このコンデンサＣはゼロボルトスイッチングを行う上で大きな役割を果たすが、少量でよいことから場合によってはＦＥ
Ｔの寄生容量のみで十分となり、結局はＦＥＴのみで済む場合がある。

【００３０】図４はスイッチ素子Ｑ ₁ 、Ｑ ₂にバイポーラトランジスタを用いた電力変換装置の実施例を示すものであり、回路構成は図１と実質的に同一構成である。
ただしバイポーラトランジスタと並列に接続されるダイオードＤは図３の場合とは異なり、外付けのものが用いられ、コンデンサＣはバイポーラトランジスタの寄生容量で不足するときは外付けのものが用いられる。

【００３１】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、スイッチ、ダイオード、コンデンサを含む第１、第２のスイッチ素子を直列に接続し、その接続点とトランスの１次側巻線の一端との間にインダクタンスを接続すると共に、
第２のスイッチ素子の他端と上記１次側巻線の他端との間にコンデンサを接続し、トランスの２次側電圧を整流平滑して出力するように構成したことにより、従来のスイッチング損失の少ない特徴を持つＺＶＳ方式電力変換装置と同様にゼロボルトスイッチングを行うと共に、入力と出力間の絶縁を行い、しかも少ないスイッチ素子数で高効率な直流−直流スイッチング電力変換装置を構成することができる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例を示す回路図である。

【図２】本発明の実施例の動作を示すタイミングチャートである。

【図３】本発明のスイッチ素子にＦＥＴを用いた場合の電力変換装置の実施例を示す回路図である。

【図４】本発明のスイッチ素子にバイポーラトランジスタを用いた場合の電力変換装置の実施例を示す回路図である。

【図５】従来のスイッチング電力変換装置を概念的に示すブロック図である。

【図６】従来のＺＶＳ方式電力変換装置を示す回路図である。

【図７】従来の絶縁処理を施したＺＶＳ方式電力変換装置を示す回路図である。

【符号の説明】 Ｑ ₁ 、Ｑ ₂スイッチ素子 Ｄ ダイオード Ｃ コンデンサ Ｌ _lkインダクタンス Ｌ リアクタ Ｔｒ トランス ４ _a 、４ _b出力端子 Ｃ ₃コンデンサ Ｄ ₁ 、Ｄ ₂整流ダイオード Ｃ ₂コンデンサ ５ スイッチ素子駆動回路