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具有稳定性补偿的功率转换器控制器

阅读：1015发布：2020-06-01

专利汇可以提供具有稳定性补偿的功率转换器控制器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且开关模式功率转换器包括初级侧、能量传递元件以及次级侧。次级侧包括耦接到负载的输出端子，以及跨接在输出端子上的输出电容。次级侧还包括被配置为生成补偿信号的补偿信号发生器。补偿信号用从初级侧传递到次级侧的功率来补偿对输出电容的充电。次级侧还包括被配置为输出经调整的补偿信号的计算电路，该经调整的补偿信号基于补偿信号来补偿代表输出端子处的输出信号的输出感测信号和代表开关模式功率转换器的期望输出电压的参考信号中的一个。次级侧还包括比较器，该比较器用于将经调整的补偿信号与输出感测信号和参考信号中的另一个进行比较。，下面是具有稳定性补偿的功率转换器控制器专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种用于开关模式功率转换器的控制器电路，所述开关模式功率转换器具有输出电容以使所述开关模式功率转换器的输出电压平滑，所述控制器电路包括：
输出感测输入端，所述输出感测输入端被耦接以接收代表所述开关模式功率转换器的所述输出电压的输出感测信号；
切换感测信号输入端，所述切换感测信号输入端被耦接以接收指示所述开关模式功率转换器的开关的切换的切换感测信号；
补偿电路，所述补偿电路被耦接以接收所述切换感测信号并被配置为基于所述切换感测信号输出经补偿的参考信号，其中，在所述输出电容在充电的时间的至少部分期间，所述经补偿的参考信号代表低于所述开关模式功率转换器的期望输出电压的输出；以及比较器，所述比较器被配置为将所述经补偿的参考信号与代表所述开关模式功率转换器的所述输出电压的所述输出感测信号进行比较，
其中，所述比较器被配置为输出指示所述经补偿的参考信号与所述输出感测信号的比较结果的比较结果信号。
2.根据权利要求1所述的控制器电路，其中，代表所述开关模式功率转换器的所述输出电压的所述输出感测信号与所述经补偿的参考信号之间的差在由所述输出电容开始充电所触发的第一时间段具有的幅度高于在所述第一时间段之后的幅度。
3.根据权利要求2所述的控制器电路，其中，所述差具有用于补偿所述输出电容的充电的幅度和持续时间。
4.根据权利要求3所述的控制器电路，其中，所述第一时间段的持续时间延长到所述输出电容的充电结束以后。
5.根据权利要求2所述的控制器电路，其中，所述差随时间基本上线性地减小。
6.根据权利要求5所述的控制器电路，其中，所述差在所述第一时间段内随时间以第一基本上线性的斜率减小，并且在所述第一时间段之后随时间以第二基本上线性的斜率减小，其中，所述第一基本上线性的斜率的每单位时间减小量大于所述第二基本上线性的斜率的每单位时间减小量。
7.根据权利要求1所述的控制器电路，其中，在所述输出电容在放电的时间的至少部分期间，所述比较器被配置为将代表所述开关模式功率转换器的所述期望输出电压的所述参考信号与代表所述开关模式功率转换器的所述输出的所述输出感测信号进行比较。
8.根据权利要求7所述的控制器电路，其中，所述时间的所述部分是所述输出电容在放电的全部时间。
9.根据权利要求1所述的控制器电路，其中，所述切换感测信号指示所述开关模式功率转换器的功率开关的切换和所述开关模式功率转换器的次级侧同步整流器的切换中至少之一。
10.根据权利要求1所述的控制器电路，其中，所述比较结果信号指示将启动所述开关模式功率转换器的功率开关的切换。
11.根据权利要求2所述的控制器电路，其中，在断续传导模式下，所述差具有通过流过输出负载的电流来补偿所述输出电容的放电的幅度和持续时间。
12.一种开关模式功率转换器，包括：
初级侧，所述初级侧具有输入；
能量传递元件；
次级侧，所述次级侧通过所述能量传递元件与所述初级侧电流隔离，所述次级侧包括：
输出端子，所述输出端子将所述开关模式功率转换器耦接至负载，
输出电容，所述输出电容并联耦接在所述输出端子上，
补偿信号发生器，所述补偿信号发生器被配置为生成具有幅度和定时的补偿信号，其中，所述补偿信号用从所述初级侧传递到所述次级侧的功率来补偿对所述输出电容充电；
计算电路，所述计算电路被配置为输出经调整的补偿信号，所述经调整的补偿信号基于所述补偿信号补偿代表在所述输出端子处的输出信号的输出感测信号和代表所述开关模式功率转换器的期望输出电压的参考信号中的一个；以及
比较器，所述比较器用以将所述经调整的补偿信号与所述输出感测信号和所述参考信号中的另一个进行比较。
13.根据权利要求12所述的开关模式功率转换器，其中，所述次级侧还包括被配置为选择性地将电流从所述能量传递元件传导到所述输出电容的整流器。
14.根据权利要求13所述的开关模式功率转换器，其中，所述整流器包括由驱动信号驱动的同步整流器。
15.根据权利要求12所述的开关模式功率转换器，其中，所述补偿信号发生器被选择为基于从所述能量传递元件到所述输出电容的电流传导的定时来触发所述补偿信号。
16.根据权利要求12所述的开关模式功率转换器，其中，所述补偿信号在由所述输出电容开始充电所触发的第一时间段具有的幅度高于在所述第一时间段之后的幅度。
17.根据权利要求16所述的开关模式功率转换器，其中，所述补偿信号的幅度随时间基本上线性地减小。
18.根据权利要求17所述的开关模式功率转换器，其中，所述补偿信号的幅度在所述第一时间段内以第一基本上线性的斜率减小，并且在所述第一时间段之后以第二基本上线性的斜率减小，其中，所述第一基本上线性的斜率的每单位时间减小量大于所述第二基本上线性的斜率的每单位时间减小量。
19.根据权利要求16所述的开关模式功率转换器，其中，在所述输出电容在放电的时间的至少部分期间，所述比较器被配置为将代表所述期望输出电压的所述参考信号与代表所述开关模式功率转换器的所述输出的所述输出感测信号进行比较。
20.根据权利要求19所述的开关模式功率转换器，其中，所述时间的所述部分是所述输出电容在放电的全部时间。
21.根据权利要求12所述的开关模式功率转换器，其中，所述比较器被配置为输出比较结果信号，以指示将启动所述开关模式功率转换器的所述初级侧的功率开关的切换。
22.一种用于功率转换器的控制器，所述控制器包括：
次级控制器电路，所述次级控制器电路被耦接以接收补偿信号和代表所述功率转换器的输出的反馈信号，其中，所述次级控制器被配置为响应于所述反馈信号和所述补偿信号的组合与代表所述功率转换器的期望输出功率的参考之间的比较输出驱动使能信号；
初级控制器电路，所述初级控制器电路被耦接以接收所述驱动使能信号，其中，所述初级控制器电路被配置为响应于所述驱动使能信号输出用于控制所述功率转换器的功率开关的驱动信号；以及
补偿电路，所述补偿电路被耦接以接收指示所述功率转换器的所述功率开关的切换的切换感测信号，其中，所述补偿电路被配置为至少部分地基于所述切换感测信号输出所述补偿信号。
23.根据权利要求22所述的控制器，其中，所述次级控制器电路还包括：
反馈参考电路，所述反馈参考电路被耦接以接收所述反馈信号和所述补偿信号，其中，所述反馈参考电路被配置为响应于所述反馈信号和所述补偿信号的组合与所述参考之间的所述比较输出所述驱动使能信号。
24.根据权利要求23所述的控制器，其中，所述反馈参考电路包括：
加法器电路，所述加法器电路被耦接以接收所述反馈信号和所述补偿信号；以及比较器电路，所述比较器电路包括耦接到所述加法器电路的输出的反相端子，以及被耦接以接收所述参考信号的非反相端子，其中，所述比较器电路被耦接以输出所述驱动使能信号。
25.根据权利要求23所述的控制器，其中，所述反馈参考电路包括：
减法器电路，所述减法器电路被耦接以接收所述参考信号和所述补偿信号，其中，所述减法器电路被配置为从所述参考信号减去所述补偿信号；以及
比较器电路，所述比较器电路包括被耦接以接收所述反馈信号的反相端子，以及被耦接以接收所述减法器电路的输出的非反相端子，其中，所述比较器电路被耦接以输出所述驱动使能信号。
26.根据权利要求23所述的控制器，其中，所述次级控制器还包括控制电路，所述控制电路被耦接以输出控制信号以控制耦接到所述功率转换器的输出的同步整流器的切换。
27.根据权利要求22所述的控制器，其中，所述补偿电路包括：
单稳态多谐振荡器电路，所述单稳态多谐振荡器电路被耦接以接收所述切换感测信号；
第一开关，所述第一开关被耦接以接收所述单稳态多谐振荡器电路的输出；
电压源，所述电压源具有第一阈值电压，并且耦接在所述功率转换器的回线与所述第一开关的第一端之间；
电容器，所述电容器耦接在所述回线与所述第一开关的第二端之间，其中，所述电容器上的电压对应于所述补偿信号；
比较器，所述比较器包括耦接到所述第一开关的所述第二端和所述电容器的反相端子，以及被耦接以接收具有第二阈值电压的阈值信号的非反相端子；
第一与门电路，所述第一与门电路包括被耦接以接收所述比较器的输出的第一端子，以及被耦接以接收所述单稳态多谐振荡器电路的反相输出的第二端子；
第二与门电路，所述第二与门电路包括被耦接以接收所述比较器的反相输出的第一端子，以及被耦接以接收所述单稳态多谐振荡器电路的反相输出的第二端子；
第二开关，所述第二开关被耦接以接收所述第二与门电路的输出，其中，所述第二开关的第一端耦接至所述第一开关的所述第二端和所述电容器；
第一独立电流源电路，所述第一独立电流源电路耦接在所述第二开关的第二端与所述回线之间；
第三开关，所述第三开关被耦接以接收所述第一与门电路的输出，其中，所述第三开关的第一端耦接至所述第一开关的所述第二端和所述电容器；以及
第二独立电流源电路，所述第二独立电流源电路耦接在所述第三开关的第二端与所述回线之间。
28.根据权利要求27所述的控制器，其中，所述第二独立电流源电路的值大于所述第一独立电流源电路的值。
29.根据权利要求27所述的控制器，其中，所述第一阈值电压大于所述第二阈值电压。
30.根据权利要求22所述的控制器，其中，所述次级控制器电路、所述初级控制器电路以及所述补偿电路中的两个或更多个包括在同一集成电路内。
31.根据权利要求22所述的控制器，其中，所述次级控制器电路、所述初级控制器电路以及所述补偿电路包括在不同的单独的集成电路内。
32.根据权利要求22所述的控制器，其中，所述补偿电路被配置为响应于所述切换感测信号的上升沿将所述补偿信号的值增加到第一阈值。
33.根据权利要求32所述的控制器，其中，在将所述补偿信号的值增加到所述第一阈值之后，所述补偿电路还被配置为：响应于所述补偿信号的值等于或小于所述第一阈值并且大于第二阈值使所述补偿信号的值以第一速率减小，并且其中，所述补偿电路还被配置为响应于所述补偿信号的值等于或小于所述第二阈值使所述补偿信号的值以第二速率减小。
34.根据权利要求33所述的控制器，其中，所述第一速率大于所述第二速率。
35.根据权利要求22所述的控制器，其中，所述控制器被配置为使所述功率转换器在连续传导模式下运行。
36.根据权利要求22所述的控制器，其中，所述控制器被配置为使所述功率转换器在断续传导模式下运行。

说明书全文

具有稳定性补偿的功率转换器控制器

[0001] 相关申请的交叉引用

[0002] 根据专利合作条约(PCT)第8条，本申请要求于2015年4月6日提交的美国非临时申请No.14/679,848的优先权，该非临时申请要求于2014年11月14日提交的名称为“POWER CONVERTER CONTROLLER WITH STABILITY COMPENSATION(具有稳定性补偿的功率转换器控制器)”的美国临时申请No.62/080,147的权益，上述申请的内容通过引用并入本文。

[0003] 背景

[0004] 1.领域

[0005] 本公开大体上涉及功率转换，更具体地，涉及具有稳定性补偿的功率转换器控制器。

[0006] 2.相关技术描述

[0007] 诸如手机、膝上型计算机等的许多电子设备使用直流(dc)功率运行。传统的壁式插座通常输送高压交流(ac)功率，该高压ac功率需要被转换成直流功率以便由大多数电子设备用作电源。开关模式功率转换器由于它们效率高、尺寸小且重量轻而通常用于将高压ac功率转换成稳压dc功率。开关模式功率转换器通过使功率开关在一个或多个切换周期内周期性地进行切换来产生输出。

[0008] 开关模式功率转换器可以采用控制器来调节输送到电气设备诸如电池的输出功率，该电气设备通常被称为负载。控制器通过响应于代表功率转换器的输出的反馈信号控制功率开关导通和关断来调节到负载的功率。在一个实施例中，控制器可以使用通/断控制技术来调节开关模式功率转换器的输出。在典型的通/断控制技术中，控制器针对每个切换周期通过在前一切换周期结束时将反馈信号与阈值进行比较来决定是允许还是禁止功率开关传导。例如，如果在前一切换周期结束时反馈信号小于阈值，则控制器可以使功率开关在下一切换周期内导通(即，可以启动切换活动)。

[0009] 开关模式功率转换器通常包括输出电容器以平滑输出电压中的纹波。输出电容器可以具有与其相关联的可以被称为等效串联电阻(ESR)的电阻。在控制器使用通/断控制技术并且输出电容器具有小ESR的一些情况下，反馈信号可能无法足够快地对能量从输入到输出的传递做出反应。例如，在切换周期中关断功率开关之后，反馈信号可能无法足够快地越过阈值，使得功率开关在前一切换活动之后过快地导通。这可能引起切换活动的集聚(grouping)，并导致功率转换器的不稳定运行。

[0010] 另外，在一些情况下，噪声可能耦合到反馈信号，使得控制器可能无法准确地检测到反馈信号越过阈值的时间。因此，控制器可能会不合时宜地(mistime)开始功率开关的切换，这可能会引起功率转换器的不稳定性。附图说明

[0011] 参考以下附图描述非限制性和非穷举性的实施方案，其中，除非另有说明，否则贯穿各视图相同的附图标记指代相同的部件。

[0012] 图1是示出了根据各实施例的利用补偿电路的示例功率转换器的功能框图。

[0013] 图2是示出了根据各实施例的驱动使能信号、驱动信号、同步整流器控制信号以及补偿信号的示例波形的图。

[0014] 图3A是根据各实施例的示例补偿电路的功能框图。

[0015] 图3B是根据各实施例的示例反馈参考电路的功能框图。

[0016] 图3C是根据各实施例的另一示例反馈参考电路的功能框图。

[0017] 图4A是示出了根据各实施例的无补偿的反馈信号、同步整流器控制信号以及驱动信号的示例波形的图。

[0018] 图4B是示出了根据各实施例的有补偿的反馈信号、同步整流器控制信号以及驱动信号的示例波形的图。

[0019] 图5是示出了根据各实施例的利用补偿电路的另一示例功率转换器的功能框图。

[0020] 图6是示出了根据各实施例的另一示例补偿电路和另一示例反馈参考电路的功能框图。

[0021] 贯穿附图的若干视图，对应的附图标记指示对应的部件。技术人员将理解的是，附图中的元件是为了简洁和清楚而示出的，并且不一定按比例绘制。例如，附图中的一些元件的尺寸可能相对于其他元件被夸大，以有助于提高对本公开的各实施方案的理解。而且，通常不描绘在商业上可行的实施方案中有用或必要的常见但容易理解的元件，以便于较少地妨碍对本公开的这些不同实施方案的观察。

具体实施方式

[0022] 图1示出了一个利用补偿电路的示例功率转换器的示意图。在一个实施例中，功率转换器100是通/断功率转换器。在示出的实施例中，功率转换器100是使用通/断控制方案来调节输出量UO 126(例如，输出电压、输出电流或者输出电压和输出电流两者的组合)的开关模式功率转换器。具体地，功率转换器100包括同步整流电路114，并且该功率转换器被配置为反激式功率转换器。如进一步示出的，功率转换器100还包括被耦接以接收代表输出量UO 126的信号并且控制功率转换器100的电路的控制器132。功率转换器100在输入处接收未经调节的输入电压VIN 102，以产生到电负载120的输出电压VO 122和输出电流IO 124。输入电压VIN 102可以是经整流且经滤波的ac电压。如所示出的，输入电压VIN 102参考也被称为输入回线(return，回路线、返回)的初级地103，并且输出电压VOUT 122参考也被称为输出回线的次级地121。在其他实施例中，功率转换器100可以具有不止一个输出。

[0023] 如图1进一步所示，控制器132包括初级控制器136和次级控制器134，以控制功率转换器100的电路将输出电压VO 122调节在期望的电压电平。在一个实施例中，功率转换器100可以在启动时段之后将输出电压VO 120调节到期望的电压电平。启动时段可以是从向功率转换器100引入输入电压VIN 102开始直到初级控制器136和次级控制器134开始运行以调节输出电压VO 122的时间段。在示例功率转换器100中，输出电容器C1 118耦接到输出处以平滑输出电压VO 122中的纹波。与输出电容器C1 118串联的是电阻器R1 117，该电阻器表示输出电容器C1 118的等效串联电阻(ESR)。

[0024] 图1中还包括能量传递元件T1 108，其被示出为具有初级绕组110和次级绕组112的耦合电感器。能量传递元件T1 108被耦接以将能量从初级绕组110传递到次级绕组112。此外，能量传递元件T1 108提供功率转换器100的初级侧上的电路与功率转换器100的次级侧上的电路之间的电流隔离。换言之，施加在功率转换器100的初级侧与次级侧之间的dc电压将产生基本上零电流。

[0025] 电耦接到初级绕组110的电路可以被称为功率转换器100的初级侧。类似地，电耦接到次级绕组112的电路可以被称为功率转换器100的次级侧。在所描绘的实施例中，功率开关S1 156在初级绕组110处耦接到能量传递元件108，并且在输入回线103处耦接到功率转换器100的输入。功率开关S1 156可以是金属氧化物场效应晶体管(MOSFET)、双极结型晶体管(BJT)等。如所示出的，初级控制器136耦接到初级侧的电路部件，诸如功率开关S1 156。次级控制器134耦接到次级侧上的电路，诸如同步整流电路114、次级绕组112以及其他电路部件。在运行中，初级控制器136和次级控制器134控制功率转换器100的电路(例如，开关器件S1 156和同步整流电路114)，以控制通过能量传递元件T1 108从功率转换器100的输入到输出的能量传递。

[0026] 箝位电路106耦接在能量传递元件T1 108的初级绕组110上，并且耦接到功率转换器100的输入。箝位电路106运行以箝制(clamp)由来自初级绕组110的漏电感在功率开关S1 156上所造成的任何关断尖峰(spike)。

[0027] 初级控制器136和次级控制器134可以包括在集成电路中。在一个实施例中，初级控制器136包括在第一集成电路管芯(die，晶片)中，次级控制器134包括在第二集成电路管芯中，第一集成电路管芯和第二集成电路管芯均布置在集成电路封装件中。在一个实施例中，功率开关S1 156可以以单片或混合结构包括在还包括初级控制器136和次级控制器134的集成电路封装件中。在一个实施例中，功率开关S1 156布置在还包括初级控制器136的第一集成电路管芯上，并且次级控制器134包括在第二集成电路管芯中。在另一实施例中，功率开关S1 156布置在第一集成电路管芯上，初级控制器136包括在第二集成电路管芯中，并且次级控制器134包括在第三集成电路管芯中。包括初级控制器136的管芯可以与包括次级控制器134的管芯电流隔离。相应地，初级控制器136可以与次级控制器134电流隔离。

[0028] 虽然初级控制器136和次级控制器134彼此电流隔离，但是初级控制器136和次级控制器134可以彼此通信。具体地，次级控制器134可以通过经由磁耦合通信链路(图1中未示出)提供信号与初级控制器136通信。在一个实施例中，初级控制器136和次级控制器134之间的通信链路可以使用包含在集成电路封装件的引线框架中的电流隔离导电回路来实现。可替代地，次级控制器134可以通过光耦合器或耦合电感器向初级控制器136提供信号。

[0029] 在示出的实施例中，次级控制器134向初级控制器136发送使能信号UEN 148。初级控制器136响应于使能信号UEN 148控制功率开关S1 156的状态。例如，根据由初级控制器136响应于使能信号UEN 148生成的驱动信号UDR 154，功率开关S1 156可以在导通(ON)状态(例如，作为闭合的开关)或关断(OFF)状态(例如，作为断开的开关)下运行。功率开关S1
156从关断状态到导通状态的转变可以被称为切换活动。在运行中，初级控制器136控制通过功率开关S1 156和初级绕组110的电流。

[0030] 当功率开关S1 156处于导通状态时，通过初级绕组110的电流使存储在能量传递元件T1 108中的能量增加。在初级绕组110上形成(develop)具有第一极性的初级绕组电压。当功率开关S1 156处于导通状态时，在次级绕组112上形成具有与初级绕组电压相反极性的次级绕组电压。当次级绕组112的同名端(dotted end)处的电压小于另一端处的电压时，同步整流电路114可以充当开路。

[0031] 初级控制器136可以在通过初级绕组110的电流达到电流限度——其在一个实施例中为固定限度——时将功率开关S1 156从导通状态转变到关断状态，从而阻断电流通过功率开关S1 156。当功率开关S1 156从导通状态转变到关断状态时，次级绕组112的同名端处的电压变得大于另一端处的电压，并且允许能量传递到输出电容器C1 118，从而向电负载120提供功率。在一个实施例中，当次级绕组112的同名端处的电压变得大于另一端处的电压时，次级控制器134可以控制同步整流电路114充当闭合开关(即用以传导电流)，使得对输出电容器C1 118进行充电。

[0032] 在所描绘的实施例中，次级控制器134包括SR控制电路142，以生成控制信号USR 152控制同步整流电路114。如所示出的，同步整流电路114耦接到在功率转换器100的次级侧上的次级绕组112。在示出的实施例中，同步整流电路114包括由来自SR控制电路142的控制信号USR 152控制的开关。在一个实施例中，开关是栅极耦合到控制信号USR 152的MOSFET。该开关可以根据控制信号USR 152在导通状态(即，开关接通)或关断状态(即，开关断开)下运行。当同步整流电路114的开关通过控制信号USR 152接通时，该开关可以传导电流。在示出的实施例中，同步整流电路114包括二极管，该二极管可以是分立部件，或者可以与示出的开关包括在同一部件中(例如为MOSFET的体二极管)。

[0033] 次级控制器134还包括被耦接以接收反馈信号UFB 130和补偿信号UCOMP 146的反馈参考电路140。反馈信号UFB 130代表功率转换器100的输出量UO 126。输出量UO 156可以包括输出电压VO 120和/或输出电流IO 118。在一个实施例中，感测电路128被耦接以感测输出量UO 126并且响应于输出量156生成反馈信号UFB 130。反馈信号UFB 130可以被称为输出感测信号。在一个实施例中，感测电路128包括被耦接到功率转换器100输出的电阻分压器，以生成作为代表输出电压VO 120的按比例缩小电压的反馈信号UFB 130。在一个实施例中，感测电路128布置在与次级控制器134相同的集成电路管芯上。

[0034] 在所描绘的实施例中，补偿信号UCOMP 146通过被耦接以接收控制信号USR 152的补偿电路138生成。具体地，补偿电路138响应于控制信号USR 152输出补偿信号UCOMP 146。在一个实施例中，补偿电路138可以在控制器132内。在另一实施例中，补偿电路138可以在控制器132外。

[0035] 在运行中，反馈参考电路140将反馈信号UFB 130与反馈阈值(图1中未示出)进行比较，并且基于该比较将使能信号UEN 148设置为两个逻辑电平(逻辑高或逻辑低)中之一，以便通过初级控制器136控制功率开关S1 156的切换。例如，如果反馈信号UFB 130小于反馈阈值，这可以指示出输出量UO 126在期望电平以下，则反馈参考电路140可以将使能信号UEN 148设置为逻辑高，以指示初级控制器136应当将功率开关S1 156转变到导通状态，使得更多能量可以存储在初级绕组110中并且然后可以在功率开关S1 156下次转变到关断状态期间被传递至功率转换器100的输出，这将使输出量UO 126增加。相比之下，如果反馈信号UFB
130大于反馈阈值，这可以指示出输出量UO 126在期望电平以上，则反馈参考电路140可以将使能信号UEN 148设置为逻辑低，以指示初级控制器136应当使功率开关S1 156保持在关断状态，使得不再有更多的能量存储在初级绕组110中，并且其不再被输送到功率转换器
100的输出，这将使输出量UO 126减小。以此方式，控制器132将模拟信号(反馈信号UFB 130)转换为数字逻辑信号(驱动信号UDR 154)，以决定是否使功率开关S1 156在导通状态下运行。在示出的实施例中，在功率开关S1 156转变到关断状态之后的阈值时段——也被称为延迟(hold-off，推迟、拖延)时段——内，反馈参考电路140不对反馈信号UF B 130做出响应。
也就是说，反馈参考电路140在延迟时段期间不改变使能信号UEN 148的逻辑电平。

[0036] 功率转换器100可以在连续传导模式下运行，这对于较重负载下的运行可能是常见的。在连续传导模式下运行的显著特征是，同步整流电路114的开关通常在功率开关S1 156的关断时间期间(即，在功率开关S1 156处于关断状态的全部时间期间)被接通。在较轻的负载下，功率转换器100通常在断续传导模式下运行，其区别在于，同步整流电路114的开关一般在功率开关S1 156的关断时间的部分时间内接通。

[0037] 在一些情况下，如果使用具有小ESR的电容器作为输出电容器C1 118以减少损耗，则输出量UO 126(因此反馈信号UFB 130)可能无法足够快地对由同步整流电路114在连续传导模式下产生的变化做出反应。例如，当同步整流电路114的开关在功率开关S1 156转变到关断状态之后被接通时，反馈信号UFB 130可能无法足够快地在延迟时段结束时上升为越过反馈阈值。这可能导致延迟时段一结束，次级控制器134就命令初级控制器136(通过将使能信号UEN 148设置为逻辑电平中之一)将功率开关S1156转变到导通状态。因此，功率开关S1 156可以切换到导通状态，但是通过这样做可能会在前一切换活动之后过快地启动新的切换活动。这可能会引起驱动信号UDR 154的其中具有切换活动的若干时段后面将跟随没有切换活动的时段的集聚脉冲图案，并且因此引起功率转换器100的不稳定运行。

[0038] 另外，当功率转换器100在断续传导模式下运行时，输出电压VO 122(因此反馈信号UFB 130)以较低的斜率下降。当噪声耦合到反馈信号UFB130时，反馈参考电路140内的比较器可能无法准确地检测到反馈信号UFB 130达到反馈阈值的时间。因此，反馈参考电路140可能会不合时宜地使使能信号UEN 148转变到适当的逻辑电平，从而导致功率转换器100不稳定。通过使用可以是具有双斜率的分段线性波形的补偿信号UCOMP146，反馈参考电路140可以更改反馈信号UFB 130或反馈阈值，以减轻连续传导模式下切换活动的集聚，以及减轻断续传导模式下使能信号UEN148的不合时宜转变。换言之，反馈参考电路134使用补偿信号UCOMP 146维持功率转换器100的稳定运行。在另一实施例中，补偿信号UCOMP 146是指数波形。

[0039] 图2示出了与图1的控制器相关联的各种信号的示例波形。波形210代表使能信号UEN 148，波形220代表驱动信号UDR 154，波形230代表控制信号USR 230，以及波形240代表补偿信号UCOMP 146。每当波形210被设置为逻辑高脉冲时，指示新的切换活动应当开始(即，功率开关S1 156应转变到导通状态)，波形220转变到逻辑高电平，这指示功率开关S1 156处于导通状态。波形220保持在逻辑高电平，直到初级绕组110中的电流达到初级电流阈值。波形220处于逻辑高电平的时间段可以被称为功率开关S1 156的导通时间。一旦初级绕组110中的电流达到初级电流阈值，波形220就下降至逻辑低，并且功率开关S1 156转变为关断状态。此时，波形230转变至逻辑高电平，指示同步整流电路114的开关接通。波形230保持在逻辑高电平，直到波形220转变至指示新的切换活动开始的逻辑高电平，或者存储在初级绕组110中的所有能量被转移到功率转换器100的输出。

[0040] 波形240是分段线性波形，其以在波形230转变为逻辑高时处于第一电平TH1 242开始，并以斜率m1下降直至达到第二电平TH2 244。之后，波形240以斜率m2下降直至达到零。斜率m2在幅度上小于斜率m1。在时间t1与t2之间的波形210、220、230以及240示出了控制器132处于断续传导模式下的运行。因为功率转换器100在间断传导模式下运行，所以波形230在功率开关S1 156的关断时间的一部分内处于逻辑高。时间段T1 250对应于波形240从第一电平TH1 242下降至第二电平TH2 244的时间，并且时间段T2 252对应于波形从第二电平TH2 244下降至零的时间。在时间t2与t3之间的波形210、220、230以及240示出了控制器132在连续传导模式下的运行。因为功率转换器100在连续传导模式下运行，所以波形230在功率开关S1 156的整个关断时间内处于逻辑高。在这种情况下，波形240首先以斜率m1从第一电平TH1 242下降至在第二电平TH2 244以上的电平，然后在波形220转变到逻辑高时变为零。时间t3与t4之间的波形210、220、230以及240示出了控制器132在断续传导模式下的运行，因此与时间t1和t2之间的那些波形非常类似。然而，在时间t3与t4之间，功率开关S1 156的关断时间较短，使得波形240首先在时间段T1 250以斜率m1从第一电平TH1 242下降至第二电平TH2244，之后以斜率m2下降至在零以上的电平，然后在波形220转变至逻辑高时变为零。

[0041] 图3A示出了示例补偿电路的功能框图，该示例补偿电路包括单稳态多谐振荡器302、电压源314、电容器320、电流源322和330、比较器308以及逻辑电路335。电压源314在一端耦接到输出回线121，并在另一端利用开关S2 316耦接到电容器320。单稳态多谐振荡器
302被耦接以接收控制信号USR 152并输出开关信号312。具体地，响应于控制信号USR152转变为指示同步整流电路114应接通的逻辑电平中之一，单稳态多谐振荡器输出逻辑高脉冲。
开关S2 316被耦接以接收开关信号312。信号312被耦接以由开关S2 316接收，并且控制开关S2 316的状态。例如，开关S2 316可以根据开关信号312在导通状态(即接通)或关断状态(即断开)下运行。当开关S2 316通过开关信号312接通时，电压源314向电容器320提供代表第一电平TH1 244的电压VTH1。换言之，电容器320被充电至电压VTH1。

[0042] 电流源322和330分别通过开关S3 324和S4 328耦接至电容器320。当开关S3 324接通时，电流源322使电容器320以电流I1进行放电。当开关S4 328接通时，电流源330使电容器320以电流I2进行放电。开关S3 324和S4 328被耦接以接收逻辑电路335的输出326和332。

[0043] 电容器320上的电压表示补偿信号UCOMP 146。比较器308耦接至电容器320以接收补偿信号UCOMP 146，并将补偿信号UCOMP 146与代表第二电平TH2 244的电压VTH2 310进行比较。基于该比较，比较器308的输出被设置为逻辑电平中之一。逻辑电路包括与门304和与门306。与门304被耦接以接收比较器308的输出和开关信号312的反相输出。与门306的输出
326控制开关S3 324的状态。与门304被耦接以接收开关信号312的反相输出和比较器308的反相输出。与门304的输出332控制开关S4328的状态。

[0044] 在运行中，当控制信号USR 152转变为逻辑高时，单稳态多谐振荡器302输出开关信号312的逻辑高脉冲，使得开关S2 316接通。当开关信号312为逻辑高时，逻辑电路335的输出326和332被设置为逻辑电平中之一，使得开关S3 324和S4 328处于关断状态。因此，电容器320通过电压源314充电到电压VTH1。开关信号312一返回到逻辑低，开关S2 316就断开。输出326转变为使开关S3 324接通的逻辑电平。输出332仍然处于使开关S4 328保持在关断状态的逻辑电平，这是因为当电容器320上的电压大于电压VTH2 310时，比较器308的输出被设置为逻辑低。在开关S3 324接通的情况下，电流源322开始使电容器320以电流I1进行放电。也就是说，补偿信号UCOMP 146以等于电流I1除以电容器320的电容CC的斜率——其可以对应于斜率m1——下降。当电容器320上的电压达到电压VTH2 310时，比较器308的输出转变为逻辑高，使输出326转变为将开关S3 324断开的逻辑电平。同时，比较器308的输出转变为逻辑高使输出332转变为将开关S4 328接通的逻辑电平。在开关S4 328接通的情况下，电流源
330使电容器320以电流I2进行放电。也就是说，补偿信号UCOMP 146以等于电流I2除以电容器320的电容CC的斜率——其可以对应于斜率m2——下降。在示出的实施例中，电流I1大于电流I2，使得斜率m1在幅度上大于斜率m2。

[0045] 图3B示出了示例反馈参考电路。在所描绘的实施例中，反馈参考电路140包括求和块(summation block)340和比较器350。在一个实施例中，比较器350是导通-关断反馈比较器。求和块340被耦接以接收补偿信号UCOMP 146和反馈信号UFB 130。求和块340将补偿信号UCOMP 146加至反馈信号UFB 130，并将产生的信号——其可以被称为经补偿的反馈信号或经补偿的输出感测信号——提供给比较器350的负输入端子。在图3B的实施例中，经补偿的反馈信号代表在输出电容在充电的时间的至少部分期间高于功率转换器100的期望输出电压的输出。比较器350的正输入端子被耦接以接收代表输出量UO 126的期望电平的参考信号UREF。比较器350被配置为输出指示经补偿的反馈信号与参考信号UREF的比较结果的比较结果信号。基于参考信号UREF与经补偿的反馈信号之间的比较，比较器350将使能信号UEN 148设置为逻辑电平中之一。在一个实施例中，经补偿的反馈信号与功率转换器100的期望输出电压之间的差随时间(in time，在时间上)不断减小。在一个实施例中，该差随时间基本上线性地减小。在另一实施例中，该差随时间基本上呈指数地减小。

[0046] 图3C示出了另一示例反馈参考电路。在该实施例中，反馈参考电路140包括减法块30和与图3B所示的相同的比较器。减法块360被耦接以接收补偿信号UCOMP 146和参考信号UREF。减法块360从参考信号UREF减去补偿信号UCOMP146，并将产生的信号——其可以称为经补偿的参考信号——提供给比较器350的正输入端子。在图3C的实施例中，经补偿的参考信号代表低于功率转换器100的期望输出电压的输出。比较器350的负输入端子被耦接以接收反馈信号UFB 130。比较器350被配置为将经补偿的参考信号与反馈信号UFB 130进行比较并输出比较结果信号。基于反馈信号UFB 130与经补偿的参考信号之间的比较，比较器350将使能信号UEN 148设置为逻辑电平中之一。在一个实施例中，反馈信号UFB 130与经补偿的参考信号之间的差随时间不断减小。在一个实施例中，该差随时间基本上线性地减小。在另一实施例中，该差随时间基本上呈指数地减小。在一个实施例中，功率转换器100包括通信电路，以将比较结果信号传送到功率转换器100的初级侧，其中通信电路包括光耦合器或信号变压器。

[0047] 图4A示出了例示当未将补偿信号提供给反馈参考电路时图1中的控制器的运行的示例波形。波形430代表反馈信号UFB 130，波形452代表控制信号USR 152，以及波形454代表驱动信号UDR 154。时段TD 460对应于其间反馈参考电路140不对反馈信号UFB 130做出响应的延迟时段。电平UREF 432代表参考信号UREF。在时间t1与t2之间的时间段示出了在功率转换器100于断续传导模式下运行的情况下反馈信号UFB 130和控制信号USR 152在功率开关S1 156的关断时间期间如何变化。当波形452处于逻辑高并且因此同步整流电路114的开关接通时，由于存储在初级绕组110中的能量被传递到功率转换器100的输出，波形430增加。波形430在时段TD 460结束时上升到电平UREF 432以上，并且因此功率开关S1 156保持在关断状态。当波形452切换到指示同步整流电路114的开关断开的逻辑低时，波形430开始下降。当波形430达到电平UREF 432时，波形454转变为指示功率开关S1 156接通的逻辑高。波形430继续下降，直到波形454转变为逻辑低——这使波形452转变为逻辑高，从而开始功率开关S1 156的关断时间。然而，这一次，波形432不会在时段TD 460结束时上升到电平UREF
430以上。波形454在时段TD 460于时间t3处结束时切换回逻辑高，从而开始新的切换活动，该新的切换活动可能在前一切换活动之后过快地到来。波形430、452和454在时间t4与t5之间示出了相同的表现，其中波形430在时段TD 460结束时未上升到电平UREF 432以上，并且使得波形454切换到逻辑高，从而在前一切换活动之后仅经过时段TD 460就开始新的切换活动。如前所述，这可能是输出电容器C1 118的ESR较小并且因此防止反馈信号UF B 130足够快地上升到参考电平以上的结果。因此，若干切换活动周期可能会集聚在一起，使得具有切换活动的短时段被没有切换活动的长时段(stretch)分开，这可能导致功率转换器100的不稳定运行。

[0048] 图4B示出了例示当将补偿信号提供给反馈参考电路时图1中的控制器的运行的示例波形。图4B中的波形UFB_COMP 430代表经补偿的反馈信号，该经补偿的反馈信号是补偿信号UCOMP 146与反馈信号UFB 130之和。在示出的实施例中，反馈信号UFB 130的变化相对于补偿信号UCOMP 146的幅度微乎其微。照此，除了向上偏移之外，经补偿的反馈信号与补偿信号UCOMP 146类似。在添加补偿信号UCOMP 146的情况下，在时间t6与时间t7之间的时间段以及时间t7与时间t8之间的时间段期间——这例示了功率转换器100在连续传导模式下的运行，如波形430所示的经补偿的反馈信号UFB_COMP在时段TD 460结束时超过电平UREF 432。在这种情况下，新的切换活动直到波形430下降到电平UREF 430之后才开始，这导致切换活动被充分地间隔开。这有助于避免切换活动的集聚，从而保持功率转换器100的稳定运行。

[0049] 在一个实施例(例如图3C)中，在反馈信号UFB 130与经补偿的参考信号之间的差在由输出电容器C1 118开始充电所触发的时段TD具有的幅度高于在时段TD 460之后的幅度。在一个实施例(例如图3B)中，在经补偿的反馈信号与功率转换器100的期望输出电压UREF
432之间的差在由输出电容器C1 118开始充电所触发的时段TD 460具有的幅度高于时段TD
460之后的幅度。在一个实施例中，该差具有用于补偿输出电容器C1 118的充电的幅度和持续时间。在一个实施例中，时段TD 460延长到输出电容器C1 118的充电结束以后。在一个实施例中，该差在第一时间段内以第一基本上线性的斜率随时间减小，并且在第一时间段之后以第二基本上线性的斜率随时间减小。第一基本上线性的斜率具有的每单位时间减小量可以大于第二基本上线性的斜率的每单位时间减小量。

[0050] 图5示出了利用补偿电路的另一示例功率转换器的示意图。除了补偿电路138被耦接以响应于接收到代表从次级绕组112流向功率转换器的输出的电流IS 116的感测信号150而输出补偿信号UCOMP 146之外，图5中示出的功率转换器与图1的功率转换器100类似。
由于当功率开关S1 156处于导通状态时电流IS 116基本上为零，在功率开关S1 156的导通时间期间，补偿信号UCOMP 146也为零。当功率开关S1 156转变为关断状态并且初级绕组110开始将能量传递到次级绕组112时，电流IS 116和补偿信号UCOMP 146都变为非零。补偿信号UCOMP 146在功率开关S1 156的关断时间结束之前或者在功率开关S1 156的下一导通时间开始之前再次下降至零。换言之，补偿信号UCOMP 146仅在功率开关S1 156的关断时间期间内为非零。

[0051] 图6示出了用于图5中例示的补偿电路的示例电路原理图。在所描绘的实施例中，仅示出了反馈参考电路140和功率转换器100的次级侧。图6中的补偿电路138位于控制器132外，并且包括电阻器R2、电阻器R3、二极管D1、二极管D2、二极管D3以及电容器C2。反馈参考电路140被耦接以通过感测电阻器RS接收反馈信号UFB 130，该感测电阻器RS耦接在比较器350的负端子与功率转换器100的输出之间。如所示出的，电容器C2的一端耦接到二极管D1的阴极端子，且另一端耦接到二极管D2的阴极端子。二极管D1和D2的阳极端子分别耦接到功率转换器100的输出和输出回线121。电阻器R2跨二极管D1的阴极端子和输出回线121耦接。二极管D3在一端耦接到二极管D2的阴极端子，并在另一端利用电阻器R3耦接到补偿电路138的输出。

[0052] 在运行中，当功率开关S1 156处于导通状态时，电流IS 116和电容器C2上的电压都为零。当电流IS 116在功率开关S1 156断开后上升到该电流的非零峰值水平时，二极管D2变为反向偏置。电容器C2用通过二极管D1、D3和电阻器R3的电流IS 116的一部分充电到一定电压电平，使得二极管D1变为反向偏置，并且电流IS 115的一部分不再进入补偿电路138。这时，补偿信号UCOMP 146达到初始非零电平。自此，电容器C2通过电阻器R2、R3和二极管D2、D3向比较器350的负输入端子放电，使得补偿信号UCOMP 146从初始电平呈指数地下降。以这种方式产生的补偿信号UCOMP 146与图2中所示的补偿信号UCOMP 146不同(呈指数地下降对比以分段线性方式下降)，但是对反馈参考电路140具有类似的影响，并因此可以用作可替代的补偿信号，以有助于避免在连续传导模式下启动开关周期的集聚。

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