基于毫米波MU-MISO系统的符号级混合波束成形结构和设置方法
阅读：319发布：2020-05-12
专利汇可以提供基于毫米波MU-MISO系统的符号级混合波束成形结构和设置方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 提供一种基于毫米波MU-MISO系统的符号级混合波束成形结构，包括：在基带对 信号 进行幅度和 相位 调制的全数字波束成形 滤波器 ；将数字调制信号转换到高频模拟域的多条射频链；对所述 射频信号 进行相位调制的模拟波束成形滤波器，所述模拟波束成形滤波器包括多个低 分辨率 的 移相器 ，每个所述移相器分别与对应的天线相连。本发明公开的一种应用于毫米波MU-MISO系统的符号级混合波束成形结构，创新性地同时利用用户的信道状态信息和发送的符号信息进行混合波束成形的设计。其带来的有益效果在于，通过针对不同的发射信号分别进行混合波束成形的设计，将多用户之间的干扰转化为了对信息传输有益的信号，极大地降低了信息传输的误码率。，下面是基于毫米波MU-MISO系统的符号级混合波束成形结构和设置方法专利的具体信息内容。
1.一种基于毫米波MU-MISO系统的符号级混合波束成形结构，其特征在于，包括：
在基带对信号进行幅度和相位调制的全数字波束成形滤波器；
将数字调制信号转换到高频模拟域的多条射频链；
对所述射频信号进行相位调制的模拟波束成形滤波器，所述模拟波束成形滤波器包括多个低分辨率的移相器，每个所述移相器分别与对应的天线相连。
2.根据权利要求1所述的一种基于毫米波MU-MISO系统的符号级混合波束成形结构，其特征还在于：
基站通过用户的信道状态信息和所述基站发射的符号信息来进行混合波束成；对于相同的所述用户的信道状态，当基站向用户发射不同的信号时，所述毫米波MU-MISO系统的全数字滤波器和所述模拟滤波器随所述发射的符号改变，则多用户干扰将用户接收到的信号推离相应的判决门限。
3.根据权利要求2所述的一种基于毫米波MU-MISO系统的符号级混合波束成形结构，其特征还在于：
所述基站的发射信号通过相移键控的调制方式，所述发射信号的相位值代表了其所携带的信息，对发送的信号进行非线性调制；
当发送信号改变时，则对应的数字波束成形滤波器输出的向量也发生改变。
4.应用权利要求1-3任意一项所述的一种基于毫米波MU-MISO系统的符号级混合波束成形结构的设置方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1：首先考虑基站采用最优的全数字波束成形滤波器，将目标方程转化为：
||x||2≤P,
其中，hk,k＝1,...,K表示基站与第k个用户间的信道，φk是第k个用户所要接收信号的相位，P表示基站最大的发射功率，Φ取决于信号的调制方式，代表了PSK信号判决区域角度的一半，x表示全数字波束成形滤波器产生的输出向量；
S2：根据求得的最优的全数字波束成形滤波器的输出向量x，则通过最小化全数字波束成形向量和混合波束成形向量的欧式距离求解得所述目标方程为：
其中，x表示所述步骤S1求得的最优的全数字波束成形向量，FRF表示模拟波束成形矩阵，F表示每个低分辨率移相器的离散取值集合，fBB表示数字波束成形向量。
5.根据权利要求4所述的一种基于毫米波MU-MISO系统的符号级混合波束成形设置方法，其特征还在于：
联合所述全数字波束成形器fBB和所述模拟波束成形器FRF的目标方程为：
||FRFfBB||2≤P,
其中，hk,k＝1,...,K表示基站与第k个用户间的信道，φk表示第k个用户所要接收信号的相位，P表示基站最大的发射功率，Φ取决于信号的调制方式，代表了PSK信号判决区域角度的一半，F表示低分辨率移相器的取值集合；当移相器的分辨率是B比特时，取值集合表示为：
其中，Nt表示发射端的天线数。
6.根据权利要求4所述的一种基于毫米波MU-MISO系统的符号级混合波束成形设置方法，其特征还在于：所述步骤S2还包括以下步骤：
S21：给定除了第j条射频链外其他部分对应的混合波束成形滤波器，FRF(:,j)和fBB(j)的求解转化为：
其中，tj表示已知量，FRF(:,j)满足离散取值条件；
S22：根据所述目标方程，对所述模拟波束成形滤波器进行求解，求得移相器对应的角度为：
其中，Δ@2πb/2B,表示移相器的分辨率。
S23：给定FRF(:,j)，fBB(j)的值可以通过最小二乘法进行求解。
基于毫米波MU-MISO系统的符号级混合波束成形结构和设置
方法
技术领域
[0001] 本发明涉及无线通信技术领域，具体而言，尤其涉及一种基于毫米波 MU-MISO系统的符号级混合波束成形结构和设置方法。
背景技术
[0002] 工作在30GHz-300GHz的毫米波通信因其巨大的带宽资源受到了学术界和工业界的极大关注。在带来高数据传输速率和低时延的同时，毫米波也因其较短的波长使其在传输过程中的路径损失十分严重。但是，由于毫米波的波长较短，在一个较小的收发机上就能集成巨大的天线阵列。这种大规模的多入多出系统(Multiple-Input Multiple-Output,MIMO)可以带来很大的增益来弥补传输过程中的路径损失。对于工作在传统频带的MIMO系统，大多采用全数字的波束成形滤波器对信号进行预编码。该滤波器需要给每根发射天线配备一条射频链，可以在数字域对传输到每根天线上的信号进行幅度和相位的调制。但是这种结构需要大量昂贵而且能耗高的射频链，模数转换器和数模转换器。考虑到这些硬件上的限制和能耗问题，将该结构应用到毫米波系统中是很难实现的而且不切实际的。因此，近年来，混合波束成形滤波器成为了一种有效的折中方案。混合波束成形分为在基带进行数字域处理的低维度的数字波束成形滤波器，少量的将基带信号转换到高频模拟域的射频链，和大量进行相位调制的移相器。为了进一步降低系统的硬件复杂度和能耗，基于低分辨率移相器的混合波束成形滤波器得到了广泛的研究(参见文献： Wang Z,Li M,Liu Q,and Lee S A.Hybrid precoder and combiner design with low resolution phase shifters in mmWave MIMO systems[J].IEEE Journal of Selected Topics in Signal Processing,2018,12(2):256-269.)。
[0003] 传统的波束成形设计均是基于传输信号的统计量，这种方法以增强有用信号和抑制多用户干扰为目的。所以，当信道状态信息不发生改变时，波束成形滤波器并不会随着发射信号的不同而发生改变。最近，出现了一种不同于此方法的符号级波束成形技术。在这种技术中，多用户之间的干扰被分为了有效干扰和有害干扰两种。如果干扰信号有利于接收端对信号的判决，也就是干扰可以将接收端接收的信号推离判决门限时，这个干扰就被成为有效干扰。由于发射端拥有用户的信道状态信息和发送的符号信息，所以多用户之间的干扰也是可控的。通过利用发送的符号信息来合理地设计波束成形滤波器，发射端可以将多用户干扰转变为有效干扰来提升信息传输质量。因此，这种技术也被称为符号级的波束成形技术。和传统的抑制多用户干扰的方法相比，符号级的波束成形技术充分利用了多用户干扰这一绿色资源，可以用来进一步提升系统的性能。已有的研究证明了该技术可以极大地降低信息传输的误码率(参见文献：Alodeh M,Spano D,Kalantari A,Tsinos C G, Christopoulos D,Chatzinotas S,and Ottersten B.Symbol-level and multicast precoding for multiuser multiantenna downlink:A state-of-the-art,classification, and challenges[J].IEEE Communications Surveys and Tutorials,2018, 20(3):1733-1757.)。然而，目前关于符号级波束成形技术的研究都采用的全数字的波束成形结构。考虑到硬件的复杂度和能耗问题，使用低分辨率移相器的混合波束成形结构是一个更好的选择。基于此，本发明试图在符号级对基于低分辨率移相器的混合波束成形滤波器进行设计，以达到信息传输和硬件效率的双赢。
发明内容
[0004] 根据上述提出的技术问题，而提供一种基于毫米波MU-MISO系统的符号级混合波束成形结构和设置方法。本发明主要利用一种基于毫米波 MU-MISO系统的符号级混合波束成形结构，其特征在于，包括：在基带对信号进行幅度和相位调制的全数字波束成形滤波器；将数字调制信号转换到高频模拟域的多条射频链；对所述射频信号进行相位调制的模拟波束成形滤波器，所述模拟波束成形滤波器包括多个低分辨率的移相器，每个所述移相器分别与对应的天线相连。
[0005] 进一步地，基站通过用户的信道状态信息和所述基站发射的符号信息来进行混合波束成；对于相同的所述用户的信道状态，当基站向用户发射不同的信号时，所述毫米波MU-MISO系统的全数字滤波器和所述模拟滤波器随所述发射的符号改变，则多用户干扰将用户接收到的信号推离相应的判决门限。
[0006] 更进一步地，所述基站的发射信号通过相移键控的调制方式，所述发射信号的相位值代表了其所携带的信息，对发送的信号进行非线性调制；当发送信号改变时，则对应的数字波束成形滤波器输出的向量也发生改变。
[0007] 更进一步地，本发明还包含一种基于毫米波MU-MISO系统的符号级混合波束成形结构的设置方法，其特征在于，包括以下步骤：
[0008] 步骤S1：首先考虑基站采用最优的全数字波束成形滤波器，将目标方程转化为：
[0009]
[0010]
[0011] ||x||2≤P,
[0012] 其中，hk,k＝1,...,K表示基站与第k个用户间的信道，φk是第k个用户所要接收信号的相位，P表示基站最大的发射功率，Φ取决于信号的调制方式，代表了PSK信号判决区域角度的一半，x表示全数字波束成形滤波器产生的输出向量；
[0013] 步骤S2：根据求得的最优的全数字波束成形滤波器的输出向量x，则通过最小化全数字波束成形向量和混合波束成形向量的欧式距离求解得所述目标方程为：
[0014]
[0015] 其中，x表示所述步骤S1求得的最优的全数字波束成形向量，FRF表示模拟波束成形矩阵，F表示每个低分辨率移相器的离散取值集合，fBB表示数字波束成形向量。
[0016] 进一步地，联合所述全数字波束成形器fBB和所述模拟波束成形器FRF的目标方程为：
[0017]
[0018]
[0019] ||FRFfBB||2≤P,
[0020]
[0021] 其中，hk,k＝1,...,K表示基站与第k个用户间的信道，φk表示第k个用户所要接收信号的相位，P表示基站最大的发射功率，Φ取决于信号的调制方式，代表了PSK信号判决区域角度的一半，F表示低分辨率移相器的取值集合；当移相器的分辨率是B比特时，取值集合表示为：
[0022]
[0023] 其中，Nt表示发射端的天线数。
[0024] 进一步地，步骤S21：给定除了第j条射频链外其他部分对应的混合波束成形滤波器，FRF(:,j)和fBB(j)的求解转化为：
[0025]
[0026]
[0027]
[0028] 其中，tj表示已知量，FRF(:,j)满足离散取值条件；
[0029] 步骤S22：根据所述目标方程，对所述模拟波束成形滤波器进行求解，求得移相器对应的角度为：
[0030]
[0031] 其中，Δ@2πb/2B,表示移相器的分辨率。
[0032] 步骤S23：给定FRF(:,j)，fBB(j)的值可以通过最小二乘法进行求解。
[0033] 较现有技术相比，本发明具有以下优点：
[0034] 本发明公开的一种应用于毫米波MU-MISO系统的符号级混合波束成形结构，创新性地同时利用用户的信道状态信息和发送的符号信息进行混合波束成形的设计。其带来的有益效果在于，通过针对不同的发射信号分别进行混合波束成形的设计，将多用户之间的干扰转化为了对信息传输有益的信号，极大地降低了信息传输的误码率。同时，其模拟滤波器采用了大量低分辨率的移相器，在实现信息传输的同时也极大地降低了硬件复杂度和能耗。基于上述的符号级结构，本发明还提出了一种高效的混合波束成形设计方法，主要思路为：在第一阶段(S1)先求出最优的全数字波束成形向量。在第二阶段(S2)对目标方程进行转化，然后迭代求解数字波束成形滤波器和模拟波束成形滤波器。本发明针对所公开的结构采用迭代的方式进行求解，带来的有益效果还在于，将原始问题转化为了可以求解的问题，并且在保证系统性能的前提下大大降低了求解的复杂度。附图说明
[0035] 为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图做以简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0036] 图1为本发明中系统架构示意图；
[0037] 图2为本发明中所述的信号设计图例；(a)表示出接收信号到判决门限的距离示例图；(b)表示图(a)坐标轴逆时针旋转∠sk之后得到的示例图；
[0039] 图4为本发明中SNR对比平均误码率的仿真图；
[0040] 图5为基站天线数对比平均误码率的仿真图。
具体实施方式
[0041] 为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。
[0042] 需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
[0043] 如图1-5所示为本发明一种基于毫米波MU-MISO系统的符号级混合波束成形结构，包括：在基带对信号进行幅度和相位调制的全数字波束成形滤波器；将数字调制信号转换到高频模拟域的多条射频链；以及对所述射频信号进行相位调制的模拟波束成形滤波器，所述模拟波束成形滤波器包括多个低分辨率的移相器，每个所述移相器分别与对应的天线相连。
[0044] 作为优选的实施方式，基站通过用户的信道状态信息和所述基站发射的符号信息来进行混合波束成；对于相同的所述用户的信道状态，当基站向用户发射不同的信号时，所述毫米波MU-MISO系统的全数字滤波器和所述模拟滤波器随所述发射的符号改变，则多用户干扰将用户接收到的信号推离相应的判决门限。
[0045] 在本实施方式中，作为优选的实施方式，所述基站的发射信号通过相移键控的调制方式，所述发射信号的相位值代表了其所携带的信息，对发送的信号进行非线性调制；
[0046] 当发送信号改变时，则对应的数字波束成形滤波器输出的向量也发生改变。
[0047] 作为本申请一种优选的实施方式，本申请还包含一种基于毫米波 MU-MISO系统的符号级混合波束成形结构的设置方法，其特征在于，包括以下步骤：
[0048] 步骤S1：首先考虑基站采用最优的全数字波束成形滤波器，将目标方程转化为：
[0049]
[0050]
[0051] ||x||2≤P,
[0052] 其中，hk,k＝1,...,K表示基站与第k个用户间的信道，φk是第k个用户所要接收信号的相位，P表示基站最大的发射功率，Φ取决于信号的调制方式，代表了PSK信号判决区域角度的一半，x表示全数字波束成形滤波器产生的输出向量；
[0053] 步骤S2：根据求得的最优的全数字波束成形滤波器的输出向量x，则通过最小化全数字波束成形向量和混合波束成形向量的欧式距离求解得所述目标方程为：
[0054]
[0055] 其中，x表示所述步骤S1求得的最优的全数字波束成形向量，FRF表示模拟波束成形矩阵，F表示每个低分辨率移相器的离散取值集合，fBB表示数字波束成形向量。
[0056] 作为优选的，在本实施方式中，联合所述全数字波束成形器fBB和所述模拟波束成形器FRF的目标方程为：
[0057]
[0058]
[0059] ||FRFfBB||2≤P,
[0060]
[0061] 其中，hk,k＝1,...,K表示基站与第k个用户间的信道，φk表示第k个用户所要接收信号的相位，P表示基站最大的发射功率，Φ取决于信号的调制方式，代表了PSK信号判决区域角度的一半，F表示低分辨率移相器的取值集合；当移相器的分辨率是B比特时，取值集合表示为：
[0062]
[0063] 其中，Nt表示发射端的天线数。
[0064] 进一步地，优选的所述步骤S2还包括以下步骤：
[0065] 步骤S21：给定除了第j条射频链外其他部分对应的混合波束成形滤波器， FRF(:,j)和fBB(j)的求解转化为：
[0066]
[0067]
[0068]
[0069] 其中，tj表示已知量，FRF(:,j)满足离散取值条件；
[0070] 步骤S22：根据所述目标方程，对所述模拟波束成形滤波器进行求解，求得移相器对应的角度为：
[0071]
[0072] 其中，Δ@2πb/2B,表示移相器的分辨率。
[0073] 步骤S23：给定FRF(:,j)，fBB(j)的值可以通过最小二乘法进行求解。
[0074] 实施例：
[0075] 实施例1：基于均匀直线阵列的毫米波信道建模。
[0076] 毫米波信道具有稀疏性和方向性，一般可以被简单地描述为多条传输路径之和。对于窄带的毫米波MU-MISO系统，基站与第k个用户之间的信道向量可表示为：
[0077]
[0078] 式中第一项为归一化系数，Lk表示第k个用户的信道路径数，αk,l表示第k个信道向量中第l条路径的增益。a(θk,l)表示传输导向向量，其离开角(Angle of Departure,AoD)为θk,l。当发射端的天线是均匀直线阵时，a(θk,l)可以表示为：
[0079]
[0080] 式中λ表示信号波长，d表示天线之间的间距，且d＝λ/2.
[0081] 实施例2：基于符号级混合波束成形结构的设计方法。
[0082] 当基站发送的信号为M-PSK信号，而且角度为φk， 时，设数字波束成形滤波器输出的向量为fBB，模拟波束成形滤波器为FRF(i,j)∈F, 因此，第 k个用户接收到的信号可以表示为：
[0083]
[0084] 其中hk表示基站到第k个用户的信道向量，nk: 表示独立同分布的加性高斯白噪声。本发明的目标是利用信道状态信息和发送的符号信息来设计数字波束成形向量和模拟波束成形矩阵，来利用多用户干扰降低信息传输的误码率。因此，需要先针对没有信道噪声的接收信号进行设计。设忽略信道噪声的信号为： 那么，若要能在接收端正确地判决出所要发送的信号sk，接收信号的角度需要满足：
[0085] ∠sk-Φ≤∠rk≤∠sk+Φ， (4)
[0086] 其中Φ取决于信号的调制方式，代表了PSK信号判决区域角度的一半，可以计算得到：Φ＝π/M.当接收信号满足上述条件时，接收端就能够正确地判决出sk。考虑到信道噪声的影响，当接收信号距离对应的判决门限越远时，它的鲁棒性就越强，相应地误码率就越低。因此，本发明的目标就是最大化接收信号与其判决门限的距离，所要满足的限制条件分为两个：一个是发射总功率的限制，即||FRFfBB||2≤P；另一个是低分辨率移相器的限制，即 FRF(i,j)∈F,
[0087] 为了清晰地表示出接收信号到判决门限的距离，图2显示了一个具体的例子。图2(a)中点A代表接收端接收到的信号，点B是点A在sk方向上的投影，点C是 延长线与最近的判决门限的交点，灰色阴影区域代表接收端能够正确判决的区域。因此，为了降低信息传输的误码率，本发明的目标就是最大化 为了能够更加方便地表示出 将图2(a)的坐标轴逆时针旋转∠sk之后得到图2(b)。在图2(b)中，显而易见地有，
[0088]
[0089] 因此，混合波束成形的联合设计方程可以表示为：
[0090]
[0091] 由于低分辨率移相器的限制，上述问题是一个非凸的NP-hard问题。因此，直接求解将会十分困难。对于上述问题，本发明给出以下基于迭代方法的次优解，这一混合波束成形设计方法的具体步骤如下：
[0092] S1：首先考虑基站采用最优的全数字波束成形滤波器，可以将目标方程转化为以下形式：
[0093]
[0094] 其中x是全数字波束成形滤波器产生的向量。由于所述问题是一个凸问题，可以使用凸优化的相关工具或方法进行求解。
[0095] S2：根据所述求得的最优的全数字波束成形滤波器的输出向量x，混合波束成形滤波器的求解可以通过最小化两者之间的欧式距离来求解。所述目标方程可以表示为：
[0096]
[0097] 由于所述方程依然是非凸的NP-hard问题，直接求解将十分困难。因此，本发明提出使用迭代的方法依次求解每一根射频链对应的数字和模拟波束成形滤波器。其中，模拟波束成形滤波器需要考虑低分辨率移相器的条件限制。
[0098] 步骤S2的具体步骤如下：
[0099] S2_01：给定除了第j条射频链外其他部分对应的混合波束成形滤波器， FRF(:,j)和fBB(j)的求解可以转化为：
[0100]
[0101] 其中，tj是已知量。FRF(:,j)和fBB(j)是要优化的变量。为了确保系统性能，本发明采用一种类似矩阵分解的解法求解。
[0102] S2_02：根据所述方程，理论上来说，变量fBB(j)是一个复数，但是可以将它的相位乘到FRF(:,j)上然后转化为一个实数。而且，考虑到FRF(:,j)只能调节相位，FRF(:,j)的设计可以根据tj的角度和离散的取值集合F来确定。因此， FRF(:,j)的角度可以求得：
[0103]
[0104] 其中，Δ@2πb/2B,表示移相器的分辨率，[·]代表取整的运算。
[0105] S2_03：给定FRF(:,j)，fBB(j)的求解方程可以表示为：
[0106]
[0107] 显而易见地，使用最小二乘法可以求得：
[0108]
[0109] 值得一提的是，由于S2_02步骤中FRF(:,j)受到低分辨率的限制，fBB(j)的值并不像理论分析一样为实数。但是，通过求解上述方程，可以有效地弥补低分辨率带来的性能损失。
[0110] 上述迭代算法的具体执行步骤可总结为附图3的实施方案框图。
[0111] 上述技术方案可以实现在基于低分辨率移相器的混合波束成形结构基础之上有效提高系统性能的目的。为了证明上述技术方案的可行性，现给出在附表1所给出的系统参数配置下的通信系统仿真结果。附图4展示了平均误码率与信噪比的关系。为方便比较，本发明仿真了两种设计方法的系统性能作为基准：i)传统的混合波束成形设计方法，使用相位连续可调的移相器； ii)基于符号级的模拟波束成形设计方法，使用相位连续可调的移相器。从附图4中可看出，在基于符号级的设计中，混合波束成形滤波器因多条射频链带来的灵活性而始终优于恒模的模拟波束成形滤波器。此外，由于符号级的设计使用符号信息转化多用户干扰为有效干扰，与传统的设计方法相比有很大的性能增益。并且，本发明设计的基于低分辨率移相器的混合波束成形滤波器和最优移相器相比只有很小的性能损失。附图5给出了平均误码率随发射端总天线数的变化曲线。从附图5中可看出，随着天线数的增加，本发明所提出的技术方案总能保持最低的误码率。
[0112] 表1仿真实验参数设置
[0113]
[0114] 上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。
[0115] 在本发明的上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。
[0116] 在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的技术内容，可通过其它的方式实现。其中，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如所述单元的划分，可以为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，单元或模块的间接耦合或通信连接，可以是电性或其它的形式。
[0117] 所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
[0118] 另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。
[0119] 所述集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可为个人计算机、服务器或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、移动硬盘、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
[0120] 最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。
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