用于跟踪回路的偏移补偿电路
阅读：56发布：2020-05-15
专利汇可以提供用于跟踪回路的偏移补偿电路专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 描述了用于 跟踪 回路的偏移补偿 电路 。本发明涉及偏移补偿电路，包括：误差 信号 生成 块 (10)，该误差信号生成块(10)被布置成用于接收输入 相位 (θi)和输出相位(θo)以及用于生成指示所述输入相位与所述输出相位之间的误差的误差信号，用于组合所述误差信号与偏移补偿信号从而产生经偏移补偿信号的装置(20)，回路 滤波器 (30)，该回路滤波器(30)被布置成用于接收所述经偏移补偿信号以及用于输出所述输出相位(θo)，偏移补偿块(40)，该偏移补偿块(40)被布置成用于接收所述输出相位(θo)以及用于确定所述偏移补偿信号，所述偏移补偿信号至少包括与所述输出相位的周期函数成比例的贡献。，下面是用于跟踪回路的偏移补偿电路专利的具体信息内容。
1.一种偏移补偿电路，包括：
误差信号生成块，所述误差信号生成块被布置成用于接收具有输入相位的一个或多个输入信号和具有输出相位的相等数目个反馈信号，以及用于生成指示所述输入相位与所述输出相位之间的误差的误差信号，
用于组合所述误差信号与偏移补偿信号从而产生经偏移补偿信号的装置，回路滤波器，所述回路滤波器被布置成用于接收所述经偏移补偿信号以及用于从所述经偏移补偿信号导出所述输出相位，
偏移补偿块，所述偏移补偿块被布置成用于接收所述输出相位以及用于确定所述偏移补偿信号，所述偏移补偿信号至少包括与所述输出相位的周期函数成比例的贡献。
2.如权利要求1所述的偏移补偿电路，其特征在于，所述误差信号生成块是组合器电路，所述组合器电路被布置成通过根据权重因子阵列对各自具有与所述输入相位相关的相位的多个输入信号进行组合来生成所述误差信号，所述权重因子阵列是基于所述输出相位来确定的。
3.如权利要求1所述的偏移补偿电路，其特征在于，所述误差信号生成块是相位检测器。
4.如权利要求1所述的偏移补偿电路，其特征在于，所述偏移补偿块包括数模转换器。
5.如权利要求1所述的偏移补偿电路，其特征在于，包括斩波装置，所述斩波装置被布置成用于将斩波信号应用于所述经偏移补偿信号。
6.如权利要求5所述的偏移补偿电路，其特征在于，所述偏移补偿块被布置成接收所述斩波信号。
7.如权利要求1所述的偏移补偿电路，其特征在于，所述偏移补偿块包括内部斩波装置。
8.如权利要求1所述的偏移补偿电路，其特征在于，所述偏移补偿块包括滤波装置。
9.如权利要求1所述的偏移补偿电路，其特征在于，所述回路滤波器包括放大器和/或模拟滤波器。
10.如权利要求1所述的偏移补偿电路，其特征在于，所述回路滤波器包括模数转换器。
11.如权利要求1所述的偏移补偿电路，其特征在于，所述偏移补偿块包括多个自适应路径，每个自适应路径产生对所述偏移补偿信号的贡献。
12.如权利要求1所述的偏移补偿电路，其特征在于，所述偏移补偿块被布置成接收在所述误差信号生成块下游的点处分支的进一步输入信号。
13.如权利要求12所述的偏移补偿电路，其特征在于，所述偏移补偿块(40)被布置成用于接收所述模数转换器的输出。
14.如权利要求11所述的偏移补偿电路，其特征在于，所述偏移补偿块包括非线性缩放块。
15.如权利要求1所述的偏移补偿电路，其特征在于，所述偏移补偿信号是至少部分地基于校准数据来确定的。
16.如权利要求1所述的偏移补偿电路，其特征在于，所述输入信号是正弦输入信号，所述正弦输入信号是所述输入相位的周期函数。
17.如权利要求16所述的偏移补偿电路，其特征在于，所述反馈信号是所述输出相位的周期函数。
用于跟踪回路的偏移补偿电路
发明领域
[0001] 本发明一般涉及跟踪回路中的偏移相关误差补偿的领域。
发明背景
[0002] 跟踪回路用于跟踪相位、位置、角度等，并提供对此输入相位、位置、角度等的估计作为输出。在许多情形中，跟踪回路的输入信号明显受到偏移的影响。例如，当从磁场感测元件获得输入信号时，这些输入信号通常具有偏移相关分量，即不表示磁场的分量。一些感测元件(例如，水平和垂直霍尔元件(Hall element))典型地具有显著的偏移，且例如其具有堪比有用(磁场相关)信号分量或者比有用信号分量大的量级。每个输入信号典型地具有与其他输入信号的偏移不同的偏移，但是偏移可以是相关的，例如，当诸如应力和/或处理梯度之类的常见原因影响偏移时。此外，诸如(低噪声)放大器之类的前端电路可能具有偏移。
[0003] 在不采取措施的情况下，跟踪回路准确度可能会受到偏移的严重影响。在本领域中已知的是，斩波可用于将偏移相关分量与有用输入信号分量分离(在频率上)。为了实现这一点，斩波利用调制，例如利用具有对称值±1的方波。通过将有害偏移与有用信号(在频率上)分开，可应用频率选择性方法(诸如，滤波)来减少或消除偏移的影响。
[0004] 例如，在US7714757中应用了斩波，US7714757公开了一种斩波器稳定的ADC，包括：调制器，用于以一频率调制模拟输入信号的振幅以产生经调制输入信号；混频器放大器，用于放大经调制输入信号以产生经放大信号；以及解调器，用于以所述频率解调放大信号以产生经解调信号。
[0005] 在US9685967中也应用了斩波，US9685967公开了一种包括具有模拟斩波器电路系统的前向路径的Σ-Δ(Sigma-Delta)ADC。可通过用模拟载波(例如，cos(2πfct)，其中fc为斩波频率)进行调制来实现斩波。在基于感应的位置传感器中，斩波操作可归因于施加到激励线圈的激励信号引起的调制。
[0006] 在本领域中已知的是，可借助旋转(spinning)(也称为电流旋转)从霍尔元件(HE)获得经斩波输出信号。在这种情况下，霍尔元件的触点被偏置并以不同的布置读出。通过将偏置和读出切换到特定触点来获得这些布置。特定类型的旋转的结果是出现在旋转读出开关处的差分信号包括低频(准DC)偏移分量和响应于磁场根据与旋转频率(即，从一个旋转相位到下一旋转相位轮转的频率)相关的斩波频率而被上调制到更高频率的信号分量。作为特定旋转方案的结果，霍尔元件信号可例如能被表示为HEk(θi)＝c(n)A Sk(θi)+Ok k＝0，1，...N-1 (1)
其中Sk是表示跟踪回路的输入信号的信号，例如表示为
并且其中c(n)＝(-1)n指示与旋转方案相关的调制函数，A指示霍尔元件信号的振幅，而Ok表示第k感测元件的偏移。整数n用于指代第n时隙，在第n时隙期间，传感器信号正被读出。这种特定旋转方案的一个优点是表达式(1)中的偏移Ok可与之后的前端电路的偏移组合，两个偏移基本上都处于DC。因此，可通过将Ok视为霍尔元件偏移加上前端电路的输入参考偏移的组合来计及前端电路的偏移的影响。因此，前端相关的偏移源也可通过应用于霍尔元件的读出的相同旋转/斩波方案来处理。
其中Sk是表示跟踪回路的输入信号的信号，例如表示为
并且其中c(n)＝(-1)n指示与旋转方案相关的调制函数，A指示霍尔元件信号的振幅，而Ok表示第k感测元件的偏移。整数n用于指代第n时隙，在第n时隙期间，传感器信号正被读出。这种特定旋转方案的一个优点是表达式(1)中的偏移Ok可与之后的前端电路的偏移组合，两个偏移基本上都处于DC。因此，可通过将Ok视为霍尔元件偏移加上前端电路的输入参考偏移的组合来计及前端电路的偏移的影响。因此，前端相关的偏移源也可通过应用于霍尔元件的读出的相同旋转/斩波方案来处理。
[0007] 在上述示例中，在信号链中的某一稍后的点处，第二斩波器来被应用来将有用信号解调成基带，并且同时将不需要的偏移贡献向上调制到更高频率。当调制函数仅采用值±1时，可使用与旋转方案相关联的相同调制函数c(n)来完成解调。
[0008] 不需要将相同的旋转方案应用于不同的霍尔元件。例如，当一个霍尔板轮转通过旋转相位序列(例如，0、1、2、3......)时，另一霍尔板可轮转通过延迟的或提前的序列(例如，2、3、0、1......)。同样，可改变轮转通过旋转相位的方向(例如，2、1、0、3......)。
[0009] 在经典角度架构中，可在角度计算之前移除感测信号上的偏移。这种解决方案不能被容易地应用于跟踪回路中，尤其是涉及许多感测信号时。
[0010] 因此，需要一种适用于跟踪回路的偏移补偿电路。
发明内容
[0011] 本发明的实施例的目标是提供一种偏移补偿电路，其允许对跟踪回路中的偏移相关误差的动态补偿。
[0012] 上述目标通过根据本发明的解决方案来实现。
[0013] 在第一方面，本发明涉及偏移补偿电路，该偏移补偿电路包括：-误差信号生成块，该误差信号生成块被布置成用于接收输入相位和输出相位以及用于生成指示输入相位与输出相位之间的误差的误差信号，
-组合器装置，该组合器装置被配置成组合所述误差信号与偏移补偿信号，从而产生经偏移补偿信号，
-回路滤波器，该回路滤波器被布置成用于接收所述经偏移补偿信号以及用于输出所述输出相位，
-偏移补偿块，该偏移补偿块被布置成用于接收所述输出相位以及用于确定所述偏移补偿信号，所述偏移补偿信号至少包括与所述输出相位的周期函数成比例的贡献。
-组合器装置，该组合器装置被配置成组合所述误差信号与偏移补偿信号，从而产生经偏移补偿信号，
-回路滤波器，该回路滤波器被布置成用于接收所述经偏移补偿信号以及用于输出所述输出相位，
-偏移补偿块，该偏移补偿块被布置成用于接收所述输出相位以及用于确定所述偏移补偿信号，所述偏移补偿信号至少包括与所述输出相位的周期函数成比例的贡献。
[0014] 由于偏移补偿块的存在，所提出的解决方案实际上允许偏移误差补偿。基于回路的输出相位，此块能够确定偏移补偿信号。更具体地，使用输出相位的周期函数来确定偏移补偿信号的至少一个贡献。任选地，偏移补偿信号包含更多贡献，这些贡献也可与输出相位的某个周期函数成比例，或者不成比例。
[0015] 在优选实施例中，误差信号生成块是组合器电路，该组合器电路被布置成通过根据权重因子阵列组合各自具有与所述输入相位相关的相位的多个输入信号来生成该误差信号，该权重因子阵列是基于输出相位来确定的。
[0016] 偏移补偿电路的此类实施例可包括用于提供感测信号作为输入信号的一个或多个传感器，每个传感器具有与位置和/或角度相关的相位。电路随后可有利地包括用于控制传感器的扫描序列的控制器，例如供电或偏置和/或感测。在特定实施例中，传感器是霍尔板。控制器随后可控制霍尔板旋转。此霍尔板旋转可提供用于将磁信号与偏移分开的第一斩波操作。这也可以是圆形垂直霍尔器件，其中以常规方式扫描多个触点。
[0017] 在另一实施例中，误差信号生成块是相位检测器。
[0018] 在有利实施例中，偏移补偿块包括数模转换器。这允许从其数字版本生成偏移补偿信号。
[0019] 在优选实施例中，偏移补偿电路包括斩波装置，该斩波装置被布置成用于将斩波信号应用于偏移补偿信号。偏移补偿块随后被有利地布置成接收斩波信号。
[0020] 在其他实施例中，偏移补偿块包括内部斩波装置。
[0021] 在实施例中，偏移补偿块包括滤波装置。
[0023] 优选地，偏移补偿块包括多个自适应路径，每个自适应路径产生对所述偏移补偿信号的贡献。
[0024] 在优选实施例中，所述偏移补偿块被布置成接收在所述误差信号生成块下游的点处分支的进一步输入信号。有利地，偏移补偿块被布置成用于接收所述模数转换器的输出。
[0025] 在实施例中，偏移补偿块包括非线性缩放块。这种块可以使自适应路径中的至少一些的适应速率是信号依存的。在实施例中，偏移补偿块被布置成用于估计自适应路径中的一个或多个的参数。
[0026] 在一个实施例中，偏移补偿信号是至少部分地基于校准数据来确定的。
[0027] 在另一方面，本发明还涉及偏移补偿电路，包括：-误差信号生成块，该误差信号生成块被布置成用于接收一个或多个正弦输入信号和相等数目个反馈信号以及用于生成指示所述输入相位与所述输出相位之间的误差的误差信号，该一个或多个正弦输入信号是输入相位的周期函数，该反馈信号是输出相位的周期函数，
-用于组合所述误差信号与偏移补偿信号从而产生经偏移补偿信号的组合装置，-回路滤波器，该回路滤波器被布置成用于接收所述经偏移补偿信号以及用于从所述偏移补偿信号导出所述输出相位，
-偏移补偿块，该偏移补偿块被布置成用于接收所述输出相位以及用于确定所述偏移补偿信号，所述偏移补偿信号至少包括与所述输出相位的周期函数成比例的贡献。
-用于组合所述误差信号与偏移补偿信号从而产生经偏移补偿信号的组合装置，-回路滤波器，该回路滤波器被布置成用于接收所述经偏移补偿信号以及用于从所述偏移补偿信号导出所述输出相位，
-偏移补偿块，该偏移补偿块被布置成用于接收所述输出相位以及用于确定所述偏移补偿信号，所述偏移补偿信号至少包括与所述输出相位的周期函数成比例的贡献。
[0028] 出于对本发明以及相对现有技术所实现的优势加以总结的目的，上文已描述了本发明的某些目的和优势。当然，应理解，不一定所有此类目的或优势都可根据本发明的任何特定实施例来实现。因此，例如，本领域的技术人员将认识到，本发明可按实现或优化如本文中所教导的一个优势或一组优势的方式来具体化或执行，而不一定要实现如本文可能教导或建议的其他目的或优势。
[0030] 现在将作为示例参考附图进一步描述本发明，附图中相同的附图标记指代各附图中的相同元素。
[0031] 图1例示出根据本发明的偏移补偿电路的一般方案。
[0032] 图2例示出具有组合器电路的实施例。
[0033] 图3例示出偏移补偿电路的可能实现。
[0034] 图4例示出偏移补偿电路的另一可能实现。
具体实施方式
[0036] 此外，说明书中和权利要求中的术语第一、第二等等用于在类似的元素之间进行区分，并且不一定用于在时间上、空间上、以排名或任何其他方式来描述序列。应当理解，如此使用的术语在适当的情况下是可互换的并且本文中所描述的本发明实施例与本文中所描述或展示的相比能够以其他顺序操作。
[0037] 应注意，权利要求中使用的术语“包括”不应被解释为限定于其后列出的装置；它并不排除其他要素或步骤。因此，该术语被解释为指定所陈述的特征、整数、步骤或组件的存在，但不排除一个或多个其他特征、整数、步骤或组件、或其群组的存在或添加。因此，表述一种包括装置“A和B的设备”的范围不应当被限定于仅由组件A和B构成的设备。这意味着对于本发明，该设备的仅有的相关组件是A和B。
[0038] 贯穿本说明书对“一个实施例”或“实施例”的引用意指结合该实施例描述的特定的特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施例中。因此，短语“在一个实施例中”或“在实施例中”贯穿本说明书在各个地方的出现并不一定全部是指同一实施例，而是可以指同一实施例。此外，在一个或多个实施例中，如从本公开中对本领域普通技术人员将是显而易见的，特定的特征、结构或特性可以用任何合适的方式进行组合。
[0039] 类似地，应当领会，在本发明的示例性实施例的描述中，出于精简本公开和辅助理解各个发明性方面中的一个或多个的目的，本发明的各个特征有时被一起编组在单个实施例、附图或其描述中。然而，这种公开的方法不应被解释为反映所要求保护的本发明需要比每项权利要求中所明确记载的更多特征的意图。相反，如所附权利要求所反映，发明性方面在于比单个前述公开的实施例的全部特征更少的特征。由此，详细描述之后所附的权利要求由此被明确纳入该详细描述中，其中每一项权利要求本身代表本发明的单独实施例。
[0040] 此外，尽管本文中所描述的一些实施例包括其他实施例中所包括的一些特征但不包括其他实施例中所包括的其他特征，但是不同实施例的特征的组合旨在落在本发明的范围内，并且形成如将由本领域技术人员所理解的不同实施例。例如，在所附的权利要求书中，所要求保护的实施例中的任何实施例均可以任何组合来使用。
[0041] 应当注意的是，在描述本发明的某些特征或方面时，特定术语的使用不应当用来暗示该术语在本文中被重新定义以受限于包括与所述术语相关联的本发明的特征或方面的任何特定特性。
[0042] 在本文所提供的描述中，阐述了众多具体细节。然而应理解，在没有这些具体细节的情况下也可实践本发明的实施例。在其他实例中，公知的方法、结构和技术未被详细示出以免混淆对本描述的理解。
[0043] 本发明提出了一种用于跟踪回路的偏移补偿电路，其中能以动态方式补偿偏移相关误差。
[0044] 在本发明中考虑的跟踪回路可涉及位置传感器。位置可指线性位移、旋转角度等。输入相位θi与要被测量的位置相关联。位置传感器可以是角度传感器，在这种情况下，输入相位θi可与机械旋转角度θmech相同，即θi＝θmech，或者是机械旋转角度的(线性)函数，例如，θi＝k.θmech+φ0，且k为某个比例因子，而φ0为零位置处的相位。位置传感器可以是线性位移传感器，在这种情况下，输入相位θi可以是机械位移xmech的线性函数，例如，θi＝k.xmech+φ0，且k为某个缩放因子，而φ0为零位置处的相位。
[0045] 位置传感器可以是磁位置传感器，其例如测量磁场关于位置传感器的位移或者磁场相对于传感器定向的角度。在这些磁位置传感器中，磁场可由磁铁或激励线圈生成。在磁位置传感器中，感测元件可基于水平或垂直霍尔元件、GMR或TMR感测元件等。这可与磁层(例如，整合层或IMC)组合，该磁层局部地改变磁场，例如将其方向，诸如从平面内磁场改变为垂直磁场。磁位置传感器还可依赖于驱动线圈与一个或多个感测线圈(例如，电旋转变压器)之间的角度依存互感。
[0046] 跟踪回路基于将“预测”输出与实际相位/位置/角度进行比较，以增量方式跟踪外部位移/角度。这种跟踪回路可更好地应对非静止情形，例如其中位置/角度随时间连续变化的情形。这频繁地发生在(电)发动机中，其中转子的旋转角度典型地以相对恒定但可能高速的速度变化，并且因此实际角度随时间线性增加。在此类应用中，跟踪回路可例如被有益地用于提供接近零的等待时间输出(即，具有小误差的输出相位/位置/角度，即使在输入相位/位置/角度以高(角度上的)速度变化时)或用于提供滤波，例如用于抑制噪音。
[0047] 本发明中的跟踪回路具有一个或多个(N≥1)输入信号，这一个或多个(N≥1)输入信号表示输入相位/位置/角度θi。跟踪回路的(诸)输入信号例如可被表示为表达式(2)。在更一般的情况下，Sk(θi)是周期函数(作为θi的函数)。而且，可存在表示输入信号的振幅的额外缩放因子。
[0048] 当本发明中的跟踪回路涉及传感器时，输入信号可以是从感测元件获得的模拟传感信号。应注意，尽管在本说明书的其余部分中，参考多个传感器提供了解释，但是对于本领域技术人员显而易见的是，当按顺序读出每个传感器并且输入信号被一个接一个地获得时，本发明同样适用。
[0049] 在磁性情况下，感测元件信号(2)也可以被解释为磁场在不同方向上的投影，例如，对于k＝0,1,…,N-1，沿角度k.2π/N所标识的方向。当还涉及磁层时，可选取磁层的形状以获得投影(2)。虽然在(2)中，“投影角度”k.2π/N被有规律地放置，但这不是必需的。
[0050] 跟踪回路可以完全在数字域中实现，例如，以在不添加额外等待时间的情况下提供数字滤波。表示输入相位/位置/角度的输入信号θi可以是数字输入信号。数字跟踪回路也可与模拟输入信号(例如，模拟感测元件信号)组合地应用。在这种情况下，模拟输入信号需要在被馈送到跟踪回路之前被转换到数字域。在这种情况下，模数转换引入未由跟踪回路补偿的等待时间。
[0051] 跟踪回路还可更直接地对模拟输入信号操作。这可带来各种优点。与数字跟踪回路相比，等待时间可因此减少，因为在用于转换输入信号的反馈回路之外(之前)不需要模数转换。此外，仅存在单个信号路径，包括(最多)单个ADC。回路滤波器和ADC(如果存在)的等待时间位于回路的前向路径中，并且不会影响跟踪回路的输入输出等待时间。噪声性能可能得到改进，因为避免了由于ADC转换个体输入信号引起的量化噪声和/或由于个体输入信号的采样引起的噪声混叠。对模拟输入信号操作的跟踪回路也可以适于提供指示输入相位/位置/角度的数字输出信号。
[0052] 在本发明的某些实施例中，基于经典相位检测器来考虑跟踪回路。可从通过扫描垂直霍尔元件的圆形阵列获得的信号获取示例。包括经扫描感测元件的偏移的此输入信号的模型可被写成其中 指示≤x的最接近的整数值，Tscan(T扫描)是对所有元件进行完整扫描的时间，而N是元件的数量。Ok(其中k＝0,1,…,N-1)表示霍尔元件的个体偏移。在此方案中，反馈信号由振荡器生成。振荡器响应于时钟(与扫描频率相关)，该时钟以恒定相位来定义增量。所生成的反馈信号具有表示输出相位θo的相位。由振荡器生成的反馈信号可如下般被建模：
[0053] 对于后面跟随抑制较高(双)频率项的滤波器的传统的基于乘法器的相位检测器，相位检测器输出可被建模为：这里的V0表示相位检测器的总偏移，该总偏移是在所有输入信号为零时发生的非零输出。上述等式中的第一项可与跟踪回路的有用相位检测器输出信号f(θi-θo)相关。其他术语表示各种偏移对经典相位检测器的输出的影响。这可被标识为附加误差贡献E。基于三角关系，可示出相位检测器误差分量E可以分组为三个分量：
E＝V0+V1cosθo+V2sinθo (5)
其中
等式(5)提供用于概括各种偏移对相位检测器输出的影响的紧凑形式。这示出各种偏移导致了相位检测器输出中的附加误差项，该附加误差项以周期性方式随输出相位/位置/角度变化。三个系数V0、V1和V2可全部被表示为不同偏移贡献(V0、O0、O1…ON-1)的线性组合。
E＝V0+V1cosθo+V2sinθo (5)
其中
等式(5)提供用于概括各种偏移对相位检测器输出的影响的紧凑形式。这示出各种偏移导致了相位检测器输出中的附加误差项，该附加误差项以周期性方式随输出相位/位置/角度变化。三个系数V0、V1和V2可全部被表示为不同偏移贡献(V0、O0、O1…ON-1)的线性组合。
[0054] 在具有经典相位检测器的跟踪回路中，相位检测器对两个输入信号进行操作，这两个输入信号是：具有表示输入相位/位置/角度θi的相位的输入信号，以及具有表示跟踪回路的输出相位/位置/角度θo的相位的反馈信号。在本发明的其他实施例中，考虑不同类型的跟踪回路，其利用组合器电路，该组合器电路被布置成接收多个(N≥2)输入信号和多个(N≥2)反馈信号，每个输入信号具有表示输入相位/位置/角度θi的相位，每个反馈信号具有表示由跟踪回路提供的输出相位/位置/角度θo的相位。组合器电路通过对N个输入信号进行线性组合来提供输入相位/位置/角度θi与输出相位/位置/角度θo之间的差异的测量。在本组合中使用的权重Gk是——通过构造——输出角度θo的函数，即Gk＝Gk(θo)。组合器将权重应用于跟踪回路的个体输入信号，并将这些加权贡献组合(相加)以产生表示相位/位置/角度差异的输出。在数学上，这例如可被表示为：在本表达式中，已添加附加项V0来表示组合器电路本身的可能偏移。假定模型(1)用于跟踪回路输入信号，组合器电路的输出可以估计为：
通过构造，即通过对权重系数的适当选择，可使第一项对应于输入相位/位置/角度θi与输出相位/位置/角度θo之间的差异的测量，其在此也被称为f(θi-θo)。这是例如函数Gk被确定为下式时的情况：
可示出，对于此选择，组合器输出信号的信噪比得以优化。通常，所有Sk(θ)是周期函数并且具有公共周期。上面的表达式(9)示出相应的增益函数Gk(θ)也具有这种周期性。
通过构造，即通过对权重系数的适当选择，可使第一项对应于输入相位/位置/角度θi与输出相位/位置/角度θo之间的差异的测量，其在此也被称为f(θi-θo)。这是例如函数Gk被确定为下式时的情况：
可示出，对于此选择，组合器输出信号的信噪比得以优化。通常，所有Sk(θ)是周期函数并且具有公共周期。上面的表达式(9)示出相应的增益函数Gk(θ)也具有这种周期性。
[0055] (8)中出现的其他项定义了偏移相关误差分量：基于所有权重函数Gk的周期性，可从上面的表达式得出结论：误差分量E作为输出相位/位移/角度θo的函数也是周期性的。
[0056] 一种特殊情况是当霍尔元件均匀分布在圆形布置中，并且跟踪回路输入信号是由(1)给出的感测信号时。在这种情况下，权重(10)是取决于输出角度的简单三角函数。这确认了这些权重是θo的周期函数的一般性质。在这种情况下，组合器电路(11)的偏移相关误差分量变得与传统相位检测器(4)的偏移相关误差分量完全相同。因此，组合器输出和相位检测器输出(一个扫描周期内的平均电平)两者都被由(5)和(6)建模的附加偏移相关误差破坏。
[0057] 上文已示出，不同偏移的影响可被合并在具有有限数量的项的表达式(例如，表达式(5))中。本发明提出在跟踪回路中注入类似形式的补偿信号。本发明的一个优点是它提供了一种补偿，该补偿能够利用精确的低带宽自适应回路来“跟踪”由于偏移漂移引起的变化(即，随时间相对缓慢变化的偏移相关效应)，同时误差补偿信号仍然可有效地消除E中的各种快速变化的误差分量，这些分量例如由输入和/或输出相位的快速变化引起。
[0058] 图1中描绘了根据本发明的偏移补偿电路的一般方案。输入相位/位置/角度θi被馈送到误差信号生成块(10)。作为第二输入信号，误差信号生成块接收从电路的输出反馈的输出相位θo。由误差信号生成块产生的结果信号是θi与θo之间的差异的函数。然而，这种结果信号也受到各种偏移源的影响。在组合装置(20)中，结果信号与误差补偿块输出的误差补偿信号组合。这种组合典型地是减法，但其也可以是加法，例如取决于在误差生成块中作出的各种标志选取，并且其可涉及其他函数，例如涉及将相同或不同的缩放因子应用于组合器输入信号，或甚至对组合器输入信号执行相同或不同的滤波操作。经偏移补偿信号随后进入回路滤波器(30)，该回路滤波器(30)输出输出相位θo。输出相位θo被应用于误差补偿块(40)并且还被反馈到误差信号生成块。
[0059] 图2示出了根据本发明的具有对偏移相关误差的动态补偿的示例性相位/位置/角度跟踪回路。在本实施例中，组合器电路被用作误差信号生成块。除了组合器电路之外，跟踪回路包括用于减去误差补偿信号的装置、斩波装置、模拟滤波器Ha、模数转换器、数字滤波器Hd、以及角度-增益转换块。如上所述，紧接表示差异的期望输出分量，组合器电路输出还具有非期望偏移相关误差分量E。对于具有N个规则间隔的感测元件的情况，期望输出分量可被表示为f(θi-θo)＝N/2.A sin(θi-θo)。通过在组合器电路之后注入抵消补偿信号来补偿偏移相关误差，从而减少或甚至消除非期望误差分量并防止跟踪回路性能受其影响。此抵消信号可包括与出现在误差分量的导出模型(例如，(5))中的那些分量类似的分量，但并非所有分量都必须存在。因此，补偿信号 可被表示为：其中 和 表示估计参数(例如，基于校准数据估计和/或来源于自适应回路，如
下文将讨论的)，或者被设置为零(当该项不包括在补偿信号中时)。在图2的实施例中，补偿信号在数字域中生成，并且随后通过数模转换器(DAC)而被转换到模拟域。在θo被量化的情况下，可数字地存储信号cosθo和sinθo，例如，存储在查找表中。同样，不同值的cosθo和sinθo可被量化和/或舍入，例如，用以减少生成补偿信号所需的硬件数量。
下文将讨论的)，或者被设置为零(当该项不包括在补偿信号中时)。在图2的实施例中，补偿信号在数字域中生成，并且随后通过数模转换器(DAC)而被转换到模拟域。在θo被量化的情况下，可数字地存储信号cosθo和sinθo，例如，存储在查找表中。同样，不同值的cosθo和sinθo可被量化和/或舍入，例如，用以减少生成补偿信号所需的硬件数量。
[0060] 如果 则将实现完全补偿。因此，人们希望具有与真实的偏移相关量值Vm接近的良好估计 可用。不幸的是，偏移相关量值Vm不是静态的，并且典型地随温度而显著变化。偏移相关量值Vm也由于各种原因而随时间漂移，这些原因诸如老化或由封装施加的变化的应力水平。
[0061] 确定估计 的一种办法是基于校准。典型地需要针对多个温度来获得校准数据。在操作期间，需要从校准数据导出对应于实际温度T的估计 不幸的是，上述漂移相关现象难以通过校准办法来解决。因此，本发明中描述的动态反馈回路的优点在于，可提供估计 (对于大多数情况)，这些 可“跟踪”偏移相关量值Vm的实际变化。在示例性实施例中，用于适应估计 的功能是误差补偿块(ECB)的部分。之后将解释用于动态调整 的回路的整体操作。
[0062] 在解调器之后出现的信号(在图2的主跟踪回路的前向路径中)可被写成：其中f(θi-θo)表示与跟踪回路操作相关联的有用信号。假定补偿基于值V_m的集合，则解调器之后的信号可被表达为：
由于所应用的旋转/斩波方案，与基带信号f(θi-θo)相比，偏移相关项处于不同的频率。这允许以与主回路的操作很大程度上正交的方式将偏移相关项驱动为零。
由于所应用的旋转/斩波方案，与基带信号f(θi-θo)相比，偏移相关项处于不同的频率。这允许以与主回路的操作很大程度上正交的方式将偏移相关项驱动为零。
[0063] 在图2的示例性实施例中，表达式14的经解调信号由模拟滤波器(例如，模拟积分器)滤波，但这不是绝对必需的。此外，ADC被用于到数字域的转换，这便于灵活处理，但这也是任选的。虽然模拟滤波器(如果存在)可为等式(14)中的分量中的每一个引入不同的增益(取决于它们所处的频率)，但这并不妨碍观察偏移相关分量以及使用它来适应 以便将这些偏移相关分量驱动为零。
[0064] 误差补偿块(ECB)(40)的示例性实现在图3中示出。此块接收来自跟踪回路的信号作为第一输入(在图中被指示为“入”)，该信号位于应用误差补偿的注入点的下游(即，更加远离该方案中的跟踪回路的输入)。此跟踪回路信号例如可以是直接在注入点之后的信号、解调器输出、模拟滤波器输出、模数转换器的输出、数字滤波器输出或来自跟踪回路的包括残余偏移的痕迹(例如，指示差异 )的任何信号，优选地，该信号处于与跟踪回路的操作相关联的正常频率不同的频率。
[0065] 可为误差补偿块(ECB)提供用于斩波的装置(在一个或多个位置处)。对于每个斩波器，对应斩波信号可来自ECB外部的源，例如，在主跟踪回路中使用的斩波信号。对应斩波信号也可在ECB中生成，例如，基于定时信号和/或与所应用旋转方案相关的信号(即，旋转相位序列)。在图3所示的实施例中，存在具有斩波信号(-1)n的斩波器，该斩波信号(-1)n也用作主跟踪回路中的斩波信号。该斩波器调制(解调)具有表达式(14)中的形式的“入”信号，因此经斩波“入”信号具有以下形式：可对此经斩波“入”信号进行滤波以提取低频内容，同时抑制处于较高频率的分量，从而提供经滤波输出信号F0。此类滤波器可以是IIR滤波器和/或FIR滤波器，优选地具有处于斩波频率和/或斩波频率的一半处的陷波。具有有用陷波频率的简单FIR滤波器为(1+z-1)/2(在斩波频率处具有陷波)和(1+z-1+z-2+z-3)/4(在斩波以及斩波频率的一半处具有陷波)。
经滤波输出F0随后可提供对例如 的测量。由于 的电流值 是已知的，因此对
的测量允许更新 的值，使得误差 变得更小。实现此目的的常见适应规则
如下：
其中α是控制适应速率的适应参数。可以看出，当 并且当α足够小(以
确保稳定性)时， 收敛到V0。适应规则(16)还可被解释为积分之前的线性缩放(利用因子α)。积分器的输出提供当前估计
经滤波输出F0随后可提供对例如 的测量。由于 的电流值 是已知的，因此对
的测量允许更新 的值，使得误差 变得更小。实现此目的的常见适应规则
如下：
其中α是控制适应速率的适应参数。可以看出，当 并且当α足够小(以
确保稳定性)时， 收敛到V0。适应规则(16)还可被解释为积分之前的线性缩放(利用因子α)。积分器的输出提供当前估计
[0066] 图3呈现出使用用于实现动态/自适应误差补偿回路的上述功能块的示例性实现。顶部信号路径包括利用斩波信号(-1)n对“入”进行调制(解调)、利用因子α进行线性缩放、FIR低通滤波器和积分器(其输出可表示当前估计 )。
[0067] 现在考虑这样的情况，其中只有表达式(5)的实际误差分量的 项用作误差补偿信号。这与使用上文讨论的自适应路径(即，仅使用图3的顶部路径)相对应。 结果能够跟踪“完整”误差(5)——因此不仅恒定项V0——所提供的θo也变化缓慢。更准确地说，θo应该与表达(16)的适应速率相比而言变化缓慢。然而，在实践中，适应参数α常常取值较小以减少影响估计 的噪声量和干扰量，这导致缓慢的适应。为α取小值的另一原因是为了保证动态误差补偿回路的稳定性，特别是当适应回路中存在(模拟)滤波器时。
[0068] 在一些重要的应用中，θo可能突然改变和/或可根据时间而显著增大/减小(这是所考虑的跟踪回路的典型使用情况)。基于表达式(5)的误差模型，可以看出这导致快速变化的误差项。相反，实际模型系数Vm是偏移的线性函数，其仅随时间缓慢变化。因此，可引入多个系数，例如 和 并且可以根据等式(12)定义补偿信号。这里，自适应系数和 仅需要“跟踪”缓慢变化的偏移相关变量V0、V1和V2。因此，所提出的电路的优点在于：动态误差校正可基于适应系数 适应系数 仅随时间缓慢变化，但是与可由于角度θi的变化而显著更快地变化的项相关联。这允许使用较慢的自适应回路，这些较慢的自适应回路可以更好地抑制噪声和干扰信号，并且导致具有更好稳定性的动态回路。
[0069] 现在引入两个附加的自适应回路来更新 和 这两个附加的自适应回路类似于已经讨论过的自适应回路。这些回路由图3中的两个下部路径表示。在这些额外的回路中，在求平均和积分之前存在利用信号cosθo和sinθo的额外调制，并且积分器输出分别表示估计 和 这些估计随后与cosθo和sinθo相乘，并添加三个分量以获得用于误差补偿的“出”信号。在ECB中也可能存在许多延迟，例如为了补偿“入”信号的延迟，该延迟例如归因于ADC的延迟(如图2中存在的)。
[0070] 如果θo没有改变，则表达式(12)中的三个项在频率上不是分开的(它们因而都处于DC)。在这种状况下，三个自适应路径不能被认为是彼此正交的。这意味着三个回路可仅对等式(5)中的误差分量中的一个的变化作出反应。当θo显著变化时，这是不同的，因为这三个项(12)随后可被认为是彼此正交的。
[0071] 在存在多于一个自适应路径的情况下，可存在不同路径之间的交互，这可能例如对估计 和 向实际值V0、V1和V2的收敛有影响。可例如通过添加非线性缩放块来改进收敛行为。这种非线性缩放块的示例在图3中示出。此块具有非线性输入输出特性y＝x.|x|。此块的目的可被理解如下。已经提到，当θo保持恒定或仅缓慢变化时，顶部路径可以跟随完整误差分量E。对于这些缓慢的变化，适应误差F0保持相对较小，例如小于一。非线性缩放块的输出随后甚至更小，这在很大程度上禁止了底部两个回路的适应。然而，当θo显著变化时，顶部路径太慢而无法适应快速变化的误差。结果，适应误差F0随后将更大，例如大于一。非线性缩放块的输出随后甚至更大，并且因此两个底部路径的适应速率相对于顶部路径而言得以提升。在这种情形中，参数 ( 相应地)朝其真实值V1(V2，相应地)快速地适应。当这些估计开始达到真实值V1(V2，相应地)时，快速变化的误差分量逐渐被消除，并且适应误差F0回落到较低水平。因此，非线性缩放块的优点在于，当θo显著变化时，主要激活下部两个回路，θo显著变化恰好是其中(12)中的不同分量倾向于以正交方式起作用的状况。应当理解，虽然非线性缩放块可能有助于改进特定状况下的收敛，但通常不需要此块的存在。
[0072] 更一般地，可通过(例如，在均方意义上)最小化(15)的预期和/或平均值来获得对参数中的任一个的估计。存在许多众所周知的自适应策略来实现这种最小化，例如，随机梯度下降(Stochastic Gradient Descent，也称为增量梯度下降)，此外，这些方法的用于以信号依存方式改变自适应参数α例如以改进收敛的扩展在本领域中是已知的(“自适应学习速率”)。
[0073] 在表达式(1)的模型中，已经引入了Ok作为表示偏移的常量。然而，在本领域中已知的是，偏移某种程度上可取决于旋转相位，例如由于感测元件的非线性。当应用重复四相旋转方案时，偏移是以下四个偏移值的有规律的重复： 和 作为时间索引n的函数的偏移的等效模型为：
Ok+d(n)Xk+c(n)d(n)Yk+c(n)Zk (17)
其中
模型值Ok、Xk、Yk和Zk可如下来获得：
这表明模型参数Ok、Xk、Yk和Zk是在不同旋转相位中出现的偏移值的简单线性组合。用更准确的偏移表达式(17)替换模型(1)中的偏移Ok，可再次根据(7)评估组合器电路的输出，这进一步允许标识更准确的误差分量：
E＝V0+V1cosθo+V2sinθo+d(n)[V3cosθo+V4sinθo]+c(n)d(n)[V5cosθo+V6sinθo]+c(n)[V7cosθo+V8sinθo]
(20)
V1和V2已经由(6)定义，以及
此误差可被更紧凑地写为如下：
由此
- Vm是取决于系统中出现的大量偏移的系数
- wm是常数，例如一，或者是随时间变化的调制函数，例如如(18)
中所定义的c(n)或d(n)，或其组合，例如c(n)d(n)。
- Pm(θo)是输出角度θo的周期函数，例如cosθo或sinθo。
在更一般的情况下，wm也可以是±1的任何重复序列，±1的伪随机序列等。另外，Pm(θo_o)可以是表示作为θo,的函数的高次谐波的周期函数，例如cos(2θo)、sin(2θo)、cos(3θo)、sin(3θo)等。
Ok+d(n)Xk+c(n)d(n)Yk+c(n)Zk (17)
其中
模型值Ok、Xk、Yk和Zk可如下来获得：
这表明模型参数Ok、Xk、Yk和Zk是在不同旋转相位中出现的偏移值的简单线性组合。用更准确的偏移表达式(17)替换模型(1)中的偏移Ok，可再次根据(7)评估组合器电路的输出，这进一步允许标识更准确的误差分量：
E＝V0+V1cosθo+V2sinθo+d(n)[V3cosθo+V4sinθo]+c(n)d(n)[V5cosθo+V6sinθo]+c(n)[V7cosθo+V8sinθo]
(20)
V1和V2已经由(6)定义，以及
此误差可被更紧凑地写为如下：
由此
- Vm是取决于系统中出现的大量偏移的系数
- wm是常数，例如一，或者是随时间变化的调制函数，例如如(18)
中所定义的c(n)或d(n)，或其组合，例如c(n)d(n)。
- Pm(θo)是输出角度θo的周期函数，例如cosθo或sinθo。
在更一般的情况下，wm也可以是±1的任何重复序列，±1的伪随机序列等。另外，Pm(θo_o)可以是表示作为θo,的函数的高次谐波的周期函数，例如cos(2θo)、sin(2θo)、cos(3θo)、sin(3θo)等。
[0074] 利用这个更精确的模型来表示出现在(经典)相位检测器或组合器电路的输出处的偏移相关误差分量，现在可通过注入抵消信号来补偿此误差，该抵消信号包括与误差分量的导出模型(例如，(22))中出现的那些分量类似的分量，但并非所有分量都必须存在。补偿信号可因此被表示为：其中 表示估计或自适应参数或者 被设置为零(当该项
不包括在补偿信号中时)。ECB的“入”信号随后具有以下形式：
不包括在补偿信号中时)。ECB的“入”信号随后具有以下形式：
[0075] 此外，可为(23)中的不同分量中的每一个建立动态/自适应回路，从而产生如图4所示的ECB。在该图中，示出了一般的mth路径，并且需要理解的是，可针对不同值的m重复此路径，并且将不同的路径输出添加到ECB输出“出”。这种结构概括了先前的图3，因为现在允许更一般的周期函数Pm(.)(概括图3中的cos和sin函数)，并且还引入了额外的调制函数wm(n)(其可能等于一，如图3中的情况)。应理解，每当调制函数wm(n)是常数时，相关联的调制可由简单的增益代替，或者此调制可能仅隐式地存在，例如当增益为一时。
[0076] 现在提供关于霍尔元件的残余偏移的单独讨论。霍尔元件的残余偏移是对在四相旋转中发生的HE偏移的不完全消除。例如，残余偏移可归因于HE的(轻微的)非线性行为，例如通过板厚度的电压依存变化(也称为反向偏置(back-bias)效应)。参考表达式(17)的模型，第k霍尔元件的残余偏移由Zk表示。(19)中的最末等式将残余偏移定义为在四个相位中发生的偏移的函数。不幸的是，旋转方案(如上所述)不能将霍尔元件的残余偏移与磁场相关的信号分量分开，即两者基本上占据相同的频率范围。这意味着，与同主跟踪回路信号相比处于不同频率下的那些误差分量相比，与残余偏移相关的误差分量可能需要不同的办法。
[0077] 因此，重新访问如上所描述的导出模型和等式以标识与残余偏移相关的部分。根据(21)，非零残余偏移Zk可以在模型(20)中产生非零系数V7和V8。可以检查的是，由(20)给出的E的表达式中与 成比例的项实际上与同主跟踪回路的操作相关联的项(-1)n f(θi-θo)处于相同的频带。这同样适用于与 成比例的项。
[0078] 上述含义是，如果将动态补偿路径添加到ECB以适应 和/或 则很可能的是，这些自适应回路干扰主跟踪回路的操作。因此，在实践中，可以考虑用于处理残余偏移的其他解决方案。例如，可从校准数据获得估计 和/或 并且可以使用这些估计(以与自适应估计的参数相同的方式)来补偿残余偏移分量。
[0079] 尽管已经在附图和前面的描述中详细地说明并描述了本发明，但是此类说明和描述将被认为是说明性或示例性的，而非限制性的。前面的描述具体说明了本发明的某些实施例。然而，应当理解，不管以上在文本中显得如何详细，本发明都能以许多方式实现。本发明不限于所公开的实施例。
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