地下管线定位中的信号选择的装置与方法
阅读：1023发布：2020-06-03
专利汇可以提供地下管线定位中的信号选择的装置与方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且提供了一种用于执行 信号 选择 算法 的发射机和接收机。一种用于提供与要 定位 的管线相关的信号的发射机包括：至少一个直接 数字合成器 ，所述 直接数字合成器 响应于输入方波信号而产生两个分量 频率 ；以及反馈回路，提供所述输入方波。，下面是地下管线定位中的信号选择的装置与方法专利的具体信息内容。
1.一种用于提供与要定位的管线相关的信号的发射机，包括：
至少一个直接数字合成器，所述直接数字合成器响应于输入方波信号而产生分叉输出信号，所述分叉输出信号具有包括第一数量个第一频率的周期和第二数量个第二频率的周期的合成波形；以及
反馈回路，提供与所述至少一个直接数字合成器相耦接的反馈信号，所述反馈信号调整所述分叉输出信号的第一数量个第一频率的周期和第二数量个第二频率的周期。
2.根据权利要求1所述的发射机，其中所述至少一个直接数字合成器包括：第一数字合成器，根据输入方波信号和控制相位信号产生输出信号。
3.根据权利要求2所述的发射机，其中所述至少一个直接数字合成器包括：第二数字合成器，提供用于产生输入方波信号的正弦波输出以及用于根据反馈信号产生电流相位信号的信号。
4.根据权利要求3所述的发射机，其中所述电流相位信号与分散偏移信号混合并且积分，以形成控制相位信号。
5.根据权利要求1所述的发射机，还包括将分叉输出信号与负载导体相耦接的放大器。
6.一种发射机，包括：
信号产生模块，产生分叉输出信号，所述信号产生模块包括至少一个直接数字合成器，所述分叉输出信号具有包括第一数量个第一频率的周期和第二数量个第二频率的周期的合成波形；
输出级，所述输出级将分叉输出信号与负载导体相耦接；
测量电路，接收来自输出级的信号以及来自信号产生模块的相位信号，并提供反馈信号；以及
微处理器，与信号产生模块和测量电路相耦接，所述微处理器响应于反馈信号来控制所述信号产生模块。
7.根据权利要求6所述的发射机，其中所述信号产生模块包括：
第一直接数字合成器，基于控制相位信号和FSK控制信号提供分叉输出信号；
第二直接数字合成器，基于FSK控制信号和控制相位信号提供正交信号；以及第三直接数字合成器，基于控制相位信号和FSK控制信号提供同相信号。
8.根据权利要求7所述的发射机，其中所述输出级包括：
脉冲波调制发生器，从信号产生模块接收分叉输出信号；
数字滤波器，从脉冲波调制发生器接收经过调制的输出信号；
输出电路，将来自数字滤波器的经过滤波的输出信号与负载导体相耦接，所述输出电路向测量电路提供信号。
9.根据权利要求8所述的发射机，其中所述测量电路包括：
测量放大器，耦接为接收来自输出电路的信号；
正交检测器，耦接为接收来自测量放大器的放大器信号；以及
测量处理器，基于来自正交检测器的正交检测信号，向微处理器提供反馈信号。
10.一种接收机，包括：
天线，基于检测到的分叉信号提供天线信号，所述分叉信号具有包括第一数量个第一频率的周期和第二数量个第二频率的周期的合成波形；
模拟滤波器，对天线信号进行滤波以便产生经过滤波的信号；
放大器，对经过滤波的信号进行放大以便产生经过放大的信号；
编解码器，接收经过放大的信号并提供经过解码的信号；以及
数字信号处理器，分析经过解码的信号以便接收包括两个频率的信号选择信号，所述数字信号处理器包括：
解调器，对经过解码的信号进行解调和下采样，以便接收同相分量和正交分量；以及计算器，提供由同相分量和正交分量构成的信号的强度和相位。
11.根据权利要求10所述的接收机，其中所述数字信号处理器基于所述同相分量和正交分量提供相位误差函数。
12.根据权利要求10所述的接收机，其中所述数字信号处理器基于所述同相分量和正交分量提供相位校正。
13.根据权利要求10所述的接收机，其中所述数字信号处理器提供相位跟踪。
14.一种从地下管线接收频率调制信号的方法，包括：
测量分叉信号的相位，所述分叉信号具有包括第一数量个第一频率的周期和第二数量个第二频率的周期的合成波形；
计算相位分散函数的梯度；以及
基于所述梯度确定偏移。
15.一种从地下管线接收信号的方法，包括：
处理来自一个或更多个天线的输入分叉信号，所述输入分叉信号具有包括第一数量个第一频率的周期和第二数量个第二频率的周期的合成波形；
对信号选择波形进行解调；
针对发射机相位确立相位参考；
获取相位参考和测量到的相位之间的差值，以便提供对信号选择的测量。
地下管线定位中的信号选择的装置与方法
[0002] 相关申请
[0003] 本申请要求于2012年4月30日提交的美国临时申请No.61/640,441以及于2013年4月30日提交的美国非临时申请No.13/874,312的优先权，所述申请的全部公开通过全文引用合并于此。1.技术领域
[0004] 本公开涉及对地下管线的检测，具体地，涉及地下管线定位中的信号选择。2.背景技术
[0005] 地下管道和线缆定位器(通常称为管线定位器)已经存在了许多年，在许多授权专利和其他公开中对此进行了描述。线缆定位器系统通常包括移动接收机和发射机。通过直接电学连接或通过感应来将发射机耦接到目标导体，以便提供关于该目标导体的电流信号。接收机检测并处理在目标导体处由于电流信号而产生的电磁场所导致的信号，所述电流信号可以是通过发射机向目标导体提供的连续波正弦信号。
[0006] 发射机通常与接收机物理分离，典型分隔距离是若干米，或在一些情况下达到几千米。发射机将电流信号耦合到目标导体，其中电流信号的频率可以是用户从可选频率集合内选择的。向目标导体施加的电流信号的频率可以被称作主动定位频率。然后，目标导体响应于该电流信号，以主动定位频率产生电磁场。
[0007] 不同定位方法和地下环境可能需要不同的主动频率。主动定位频率的典型范围可以是从若干赫兹(用于在发射机和接收机之间几千米的间隔距离上定位目标导体)到100kHz或更大。在这种范围的环境中，存在对接收机检测到的电磁场的显著无线电频率干扰。因此，管 线定位系统的接收机通常包括高度调谐滤波器，以便防止来自外部源的干扰影响对来自目标导体的预期主动定位频率的信号的测量。可以调谐这些滤波器以便接收在每个可选主动定位频率下的电磁场所导致的信号，拒绝由于除了主动定位频率之外的频率的电磁场所导致的信号。
[0008] 在管线定位系统中，根据对电磁场的检测而确定的信号强度参数对于得到的电流信号量(即，目标导体中的管线电流)、管线定位器接收机相对导体中心的位置、导体与管线定位器接收机的深度提供了基础，并且信号强度参数还可以被用作峰值指示符或零值指示符的输入(取决于磁场的朝向，检测器对该朝向敏感)。所有管线定位系统测量一个或更多个测量通道的信号强度。
[0009] 在拥挤的金属管道和线缆的地下应用环境中，常常发生主动定位频率的信号从自目标导体向其它相邻地下导体的耦合。这些导体(管线)不旨在被管道定位系统跟踪，但是通过多种装置(电阻型、电感型或电容型)从目标导体向这些相邻导体耦合电流(称作“泄放”)可以导致管线定位器错误，使得管线定位系统的操作员停止跟踪目标导体(例如，感兴趣的管道或线缆)而开始跟随相邻管线。
[0010] 在传统接收机中，几乎不可能确定接收机是在跟踪目标导体还是接收机在错误地跟踪相邻导体。在复杂的地下导体拓扑中，来自由于相邻导体内的泄放电流所导致的电磁场的干扰作用可以导致明显不对称的电磁场，称作场失真。此外，试图区分目标导体和相邻导体的传统系统通常依靠于对来自发射机的相位信息的传输，所述发射机可以位于与管线定位器的接收机相距一定距离使得接收这种信息是不可实现的。
[0011] 因此，需要一种管线定位系统，使用仅利用目标导体(管道或线缆)作为传输介质的信号产生和处理方法，能够准确地确定来自目标导体的信号强度参数，排除可以提供由于电感性或电容型耦合而引起的信号的相邻导体。发明内容
[0012] 根据一些实施例，提供了一种用于在地下线缆定位中执行信号选择的发射机和接收机。用于提供关于要定位的管线的信号的发射机包括至少一个直接数字合成器，所述直接数字合成器响应于输入方波信号而产生两个分量频率；以及反馈回路，提供所述输入方波。
[0013] 一种接收来自地下管线的频率调制信号的方法包括：测量两个频率分离的信号的相位；计算相位分散函数的梯度；以及基于所述梯度确定偏移。另一种接收来自地下管线的信号的方法包括：处理来自一个或更多个天线的输入信号；对所述信号选择波形进行解调；针对发射机相位确立相位参考；获取相位参考和测量到的相位之间的差值，以便提供对信号选择的测量。
附图说明
[0015] 图1示出了根据本发明的一些实施例的管线定位器系统的操作。
[0016] 图2示出了根据本发明的一些实施例，在高电平下实现信号选择的一些方面的发射机。
[0017] 图3示出了针对图1所示发射机的反馈控制系统。
[0018] 图4示出了针对图1所示发射机的电流反馈和相位控制回路。
[0019] 图5示出了根据本发明的一些实施例的具有信号选择模式的发射机。
[0020] 图6示出了根据本发明的一些实施例的接收机。
[0021] 图7示出了根据本发明的一些实施例的窄带宽信号处理。
[0022] 图8示出了根据本发明的一些实施例的可以提取信号选择相位的FM解调器。
[0023] 图9示出了根据本发明的一些实施例的对FSK相位参考的恢复。
[0024] 通过阅读以下详细描述将更好地理解附图。
具体实施方式
[0025] 以下描述中，阐述了描述本发明的一些实施例的具体细节。然而，对本领域技术人员显而易见的是可以在没有这些具体细节中的一部分 或没有全部这些具体细节的情况下，实现一些实施例。本文所公开的具体细节是说明性的，而不是限制性的。本领域技术人员可以认识到尽管并未在此详细描述，然而其它要素仍在本公开的范围和精神内。
[0026] 示出本发明多个方面以及实施例的以下描述和附图不应被理解为是限制性的——权利要求定义了要求保护的发明。可以在不脱离本说明和权利要求的精神和范围的前提下，进行多种改变。在一些示例中，并未详细示出或描述公知结构和技术，以免混淆本发明。
[0027] 此外，附图并非是按比例绘制的。组件的相对尺寸仅是为了说明目的，不反应在本发明的任何实际实施例中出现的实际尺寸。两个或更多个附图中相似的附图标记表示相同或相似的元素。当可实现时，可以将参考一个实施例详细描述的元素和它们相关方面包括在并未明确示出或描述所述元素的其它实施例中。例如，如果参考一个实施例详细描述了一个元素，并且该元素并未在第二实施例中进行描述，尽管如此，仍可以要求将该元素包括在第二实施例中。
[0028] 此外，参考电学原理图示出了本发明的实施例。本领域技术人员可以认识到，这些电学原理图表示通过物理电学电路来实现、通过执行存储在存储器中的算法的处理器来实现、或通过电学电路和执行算法的处理器的组合来实现。
[0029] 图1示出了根据本发明的一些实施例的管线定位系统100。如图1所示，管线定位系统100包括发射机102和接收机104。发射机102与埋入大地108的导体106电学耦接。导体106可以例如是导电管道或导线，通常被认为是较长的导电结构。发射机102沿导体106提供电学信号，然后导体106沿它的长度传输电磁信号。通过接收机104上的一个或更多个天线来接收电磁信号。接收机104在大地108的表面上经过，以便定位大地下方的导体106的位置。根据所述信号强度，可以确定导体106的深度和位置。
[0030] 根据本发明的一些实施例的管线定位系统100包括信号选择系统。信号选择是一种系统实现方式，用于向管线定位系统100提供附加功能性。那么，管线定位系统100可以采用信号选择系统并使用低频的交变磁场来执行多种远程感测应用。
[0031] 在一些实施例中，信号选择系统可以使用频移键控(FSK)作为发射机102中的调制函数，所述发射机102允许通过接收机104对附加信息进行解码。具体地，接收机104可以对所发送的信号的初始相位进行解码，而与埋入的导体108的电抗(复阻抗)引起的任何相位改变无关。
[0032] 原始的信号选择(在美国专利No.6,411,073公开，并在美国专利No.7,057,383中进一步开发，所述专利申请二者通过全文应用合并于此)使用频率调制(例如，频移键调制)，并且为接收机提供一种机制以便对初始发射机相位进行解码。通过允许对由于导体108的电抗而导致的“信号失真”或“电流排放”进行实时测量，进行了后续的开发。
[0033] 根据本发明的管线定位系统100的一些实施例进一步改善了信号选择技术。具体地，一些实施例消除了发射机102和接收机140的生产校准过程，从而通过使用更简单的过程制造系统，节约了成本和时间。此外，在一些实施例中，发射机102的架构可以明显比先前系统中的架构更简单，节省了成本并改善了可靠性。此外，在一些实施例中，接收机104无需依赖于锁相环(无论是通过执行软件的处理器或通过电学电路来实现的)，从而提供更快的响应(锁定时间)以便实现解调功能。在一些实施例中，可以改善管线定位系统100的整体信噪比性能。
[0034] 图2概括地示出了发射机102的系统架构。如图2所示，用户接口202与反馈控制204相耦接。反馈控制204的输出通过放大器206被耦接到管线106(管道或线缆)。管线与端接器208端接。电流反馈210将反馈控制204的输入与来自放大器206的输出信号相耦合。
[0035] 在一些实施例中，信号选择系统使用合成波形，例如，具有低频(f0*50/51)的8个周期和高频(f0*50/49)的8个周期。这种分叉的波形(通过发射机102产生的)产生了调制函数，所述调制函数以频率f0/16作用于载波频率下(f0)。
[0036] 发射机102的一些实施例可以利用电学硬件和微处理器来实现上述信号选择波形，并能够向所附连的管道或线缆、导体106中驱动或感应电流。导体106几乎可以呈现任意负载阻抗，因此，发射机102 适应由于导体106的复阻抗(电抗)而导致的相移。
[0037] 图2所示的发射机102的实施例示出了根据本发明的多个方面的一些特征。图2所示的输出放大器206可以例如是被用于大多数标准线缆定位系统中的D类放大器。图2所示的示例发射机102通常被用作恒流发电机，使得操作员可以通过用户接口202请求指定载波频率的固定电流。
[0038] 在本发明的一些实施例中，发射机102利用直接数字合成器(DDS)设备，所述DDS设备被用于形成可受微处理器控制的闭环反馈系统。图3示出了反馈控制204的一些实施例的功能组件。为了避免过度的复杂性，图3所示附图避开了电子设备细节，其中所述电子设备细节是本领域技术人员能够得知的。例如，一些实施例可以包括三个或更多个DDS设备以及两个或更多个微处理器。如图3所示，DDS 304和312可以被用于驱动信号选择波形并且校正信号选择调制函数的相位。
[0039] 如图3所示，例如，DDS 304可以是标准的直接数字合成器(例如，模拟器件AD9833DDS)。DDS 304提供信号选择输出信号306(附图中表示为Vout)，其中所述信号选择输出信号306被耦合到图2所示的放大器206。输入308处的FSK信号基本上是频率为f0/16的方波，引起DDS 304在两个分量频率(f0*50/51)和(f0*50/49)之间分叉——波形在每个频率具有8个周期。在将FSK输入到DDS 304之前，FSK信号被延迟器310延迟。因此，响应于FSK信号，DDS 304在两个值之间进行切换，所述两个值被保持于DDS 304内的频率累加寄存器中。至DDS 304的另一输入是在输入302处的控制相位信号，所述相位控制信号是反馈分量。控制相位信号用于对DDS 304产生的Vout信号进行相位提前或迟滞，并利用DDS 304内的相位累加寄存器。
[0040] DDS 312是与DDS 304相似的器件，与DDS 304在相同的操作中使用FSK控制信号。然而，由于DDS 312的目的是提供固定相位参考，DDS 312不使用相位累加寄存器。输出344(被标记为“sine-out”)的用途是对在两个分量频率下的8个周期进行计数，从而在输入308处产生FSK信号。如图3所示，来自输出344的信号被输入到控制开 关316的计数器314。开关
316在输入320和输入318之间切换，并在输入308处输出FSK信号。
316在输入320和输入318之间切换，并在输入308处输出FSK信号。
[0041] 输出342“square(COS)”和340“square(SIN)”是同相方波和正交相位方波，允许反馈204计算与导体106相连的主电流反馈信号的相位。如图3所示，在乘法器324中将来自输出340的信号与来自输入210的电流反馈信号相混合。来自乘法器324的输出信号被输入到滤波器330。类似地，在乘法器326中将来自输出342的信号与来自输入210的电流反馈信号相混合。来自乘法器326的输出被输入到滤波器328。例如，滤波器328和330可以是积分滤波器，并且可以是一阶低通(LP)IIR滤波器。这种滤波器可以被实现为具有运算放大器的硬件或被实现为微处理器领域中的数字滤波器。输入322处的输入信号(表示为“K Integ”)实质上是积分器的时间常数(对于模拟系统，是1/RC)。在反相器332和加法器334中组合来自滤波器328的输出信号，并在模块336中计算相位和幅度以便获得在输出338处的输出信号。如下文所述，在一些实施例中，输出信号(标记为“current phase”)可以用于校正相位分散的问题的目的。
[0042] 在一些实施例中，反馈204可以使用在DDS 312周围的拓扑，所述拓扑仅使用来自输出342的余弦反馈项。在该实现方式中，调整输入302处的控制相位，直到余弦反馈信号是零。
[0043] 图4示出了对电流反馈210的典型使用，以便控制DDS 304中的整体相位。在图4中，将DDS 304和312的功能组合为反馈组块402。如图4所示，由加法器408以及延迟器406和410形成的积分器驱动“Control Phase”输入。至这种积分器的输入信号源自来自输出338的电流相位信号，其中在加法器312中将该输入信号与来自输入404的分散偏移信号相加，并通过放大器414放大。来自加法器408的积分信号对整个波形进行相位提前或迟滞。可以在本发明的一些实施例中使用其它反馈处理。
[0044] 参考上述信号选择的波形定义，调制函数(频率为f0/16的方波)携带所传输的波形的初始相位信息，而与可能随着信号沿导体106传播而出现的任意相移无关。
[0045] 图5示出了根据本发明的一些实施例的具有信号选择模式的发射机102的另一示例。图5所示的发射机102的示例可以包括线缆和管道定位产业所需的多个功能模式。如图5所示，发射机102可以包括信号产生模块502、输出级526以及测量电路518。可以耦接微处理器516，以便接收来自测量电路518的信号并向信号产生模块502提供信号。微处理器516可以被耦接到用户接口202，并可以根据从用户接口202接收到的输入来提供多个操作模式。输出级526可以接收输出信号(输出306处的Vout)，并根据所述输出信号驱动例如导体106的负载。信号产生模块502和输出级526提供针对测量电路518的信号。
[0046] 如图5所示，信号产生模块502可以包括DDS 504和DDS 506。与DDS 304的情况相同，DDS 504提供耦接到导体106的输出信号。类似于DDS 312，DDS 506向测量电路518提供信号。微处理器516向DDS 504和506提供控制线和FSK控制信号。耦接第三DDS(DDS 508)，以便从微处理器516接收控制线和FSK控制，并向微处理器506和测量电路518提供参考信号。如图5所示，来自DDS 506的输出信号可以是正交信号SIG_Q，而来自DDS 508的输出信号可以是同相信号SIG_I。
[0047] 输出级526可以包括脉冲波调制(PWM)发生器510，耦接为接收来自信号发生模块502的输出信号。来自PWM发生器510的输出信号被收入到放大器512，所述放大器512可以是数字放大器。来自放大器512的输出信号被输入到输出电路514，输出电路514将该信号耦接到负载，例如导体106，并向测量电路518提供反馈信号。
[0048] 反馈电路518包括从输出级526接收反馈信号的放大器524。来自放大器524的输出信号被输入到正交检测器522，正交检测器522还从信号产生模块502接收输出信号SIG_Q和SIG_I。正交检测器522向测量处理器520提供检测到的正交信号DET_Q以及检测到的同相DET_I信号。来自测量处理器520的输出信号被提供给微处理器516。
[0049] 当用户从用户接口202选择信号选择模式时，微处理器516设置信号产生模块502中的DDS 504以便产生合适的频率。在开始时，该 信号的相位被设置为参考值。
[0050] 与此同时，DDS 506和DDS 508被设置为产生合适的正交信号，所述信号在图5中被标记为“Sig_I”和“Sig_Q”。将信号产生模块502中的DDS 504产生的信号选择施加到输出级526，并从输出级526施加于负载，其中所述负载可以是导体106。基于负载电抗，将在电压和所产生的电流之间产生相位偏移。测量电路518对负载中的电流进行采样，并将其施加到正交检测器522，其中将上述“Sig_I”和“Sig_Q”也输入所述正交检测器522。正交检测器522输出处的“Det_I”和“Det_Q”信号被施加到测量处理器520，测量处理器520将计算所采样的信号的幅度和相位。将这些结果发送到微处理器516，基于这些结果，微处理器516将控制输出信号的电平，并将相应地调整DDS 504的相位，如信号选择原理所要求的。
[0051] 与此同时，由于信号选择输出信号是FSK类型的波形，信号产生模块502中的DDS 508产生的信号(相应的，“Sig_I”)被用于触发对FSK信号的两个分量F1和F2的切换。通过微处理器516产生这种控制信号，并将其施加到信号产生模块502，作为“FSK控制”信号。
[0052] 为了改善针对高性能信号选择功能性的相位准确测量，可以通过微处理器516执行专用软件算法，如上所述。一旦执行了相位校正算法，该单元做好操作准备。在一些实施例中，如图5所示，使用三个DDS电路的组合来实现信号产生模块502，然而还可以使用具有频率和相位控制的其它电路。
[0053] 希望能够当电流波形在两个分量频率之间改变时控制电流波形的零交点。当将发射机102耦接到复阻抗(通常具有电感和电容)时，调制功能使用向解调器件(在该情况下，接收机104)引入的相位偏移，以便确定实际初始相位。
[0054] 以上讨论的两个分量频率将被与发射机102的输出耦接的任何电抗移位，重要的是，两个分量频率将相对于载波频率“f0”移位不同的量。在转变点，相位调制存在不连续性，可以通过如图4所示的补偿分散偏移来校正所述不连续性。本发明的一些实施例可以使用对相位分散函数的梯度测量 的原理，以便以自适应的方式提供补偿 分散偏移。因此，发射机102首先测量频率“f0-Δ/2”下的相位调制ф，随后测量较高频率“f0+Δ/2”下的相位调制ф。根据相位对比度，将频率间隔Δ设置在引起高测量准确度的等级。尽管可以使用其它值，然而，Δ的典型值例如可以是30Hz。一旦相位分散函数梯度 是已知的，根据以下公式将该值与相位调制功能相加：
[0055]
[0056]
[0057] 其中φ’是补偿分散偏移，α是表示相位分散梯度的“运行时间”插值的参数。在一些实施例中，针对该处理可以将参数α选择为25Hz。
[0058] 接收机104执许多重要的功能。具体地，接收机104可以执行以上关于发射机104所描述的与信号选择系统相关的若干功能。一个这种功能是接收机104处理来自天线集合的输入信号，并计算准确的信号幅度，其中所述天线可以是铁氧体天线。窄带宽滤波器(例如，大约7Hz)可以被用于确定信号幅度。通过天线检测到的输入信号与接收机102是相位一致的，而不是相位锁定到接收机102。信号幅度应不受分叉频率的影响，分叉频率限定了根据本发明的实施例的信号选择信号。接收机104还对信号选择波形进行解调，并建立针对实际发射机相位的相位参考——即，在任何随后管线阻抗引起相移之前的相位。此外，接收机104还获取相位参考和所测量的相位之间的差值，这么做可以提供对“信号失真”的测量。
[0059] 图6示出了针对接收机104的任意给定天线信道，接收机信号路径600的基本元件。在一些实施例中，接收机104可以具有多个天线，因此具有多个接收机信号路径600。如图6所示，信号路径600包括接收电磁信号的天线602。在滤波器604中对电磁信号进行滤波，并在被编解码器(编解码器)608处理之前在放大器606中被放大。编解码器608可以是Δ-∑器件，包括固有的抗混叠滤波器。在图6所示 的示例中，编解码器608可以例如通常以大约
48kHz对24比特数据进行采样。因此，可以完全在编解码器608的基带内对信号选择信号进行处理。然后，来自编解码器608的输出信号被输入到数字信号处理器(DSP)610。
48kHz对24比特数据进行采样。因此，可以完全在编解码器608的基带内对信号选择信号进行处理。然后，来自编解码器608的输出信号被输入到数字信号处理器(DSP)610。
[0060] 图7示出了DSP 610的示例。DSP 610可以采用窄带信号处理，通常用于将带宽从编解码器数据速率(48kHz)压缩到在DSP 610输出处的94Hz。相应地，将信号带宽从24kHz(来自编解码器608的输出)压缩到在DSP 610输出处的7Hz。这种带宽压缩产生了增强的动态范围，预期良好的接收机可以实现来自24比特编解码器608的138dBrms/√Hz(假定编解码器608的SINAD(信号对噪声加失真)比＞96dB)。
[0061] 如图7所示，DSP 610将来自编解码器608的信号接收到两个信号处理路径中，由于不需要接收机104锁定到发射机102的相位，所述路径处理同相的和正交相位的分量。由于信号选择的先前实现方式使用锁相环来将所有信息引导到单个相位载波，这种对信号选择施加的双重处理与信号选择的先前实现方式不同。
[0062] 如图7所示，在同相路径中，来自编解码器608的信号被输入到乘法器702，乘法器702将输出信号与来自数字合成器710的输出信号相混合。来自乘法器702的输出信号被输入到同步器704。然后，在变换器706中对该信号进行下采样，并在滤波器708中进行滤波，其中如图7所示，变换器706可以以因数512来进行下采样。滤波器708可以是低通滤波器。类似地，在正交路径中，在乘法器702将来自编解码器608的输出信号与来自数字合成器710的另一输出信号相混合。将来自乘法器702的输出信号在同步器704中进行同步，在变换器706中下采样，并在滤波器718中滤波，其中所述滤波器718可以是低通滤波器。同相路径和正交路径可以包括相同的组件，其中两个路径之间的差别在于与来自编解码器608的输出信号相混合的是来自数字合成器710的信号。
[0063] 数字合成器710与例如Thomas等人的美国专利4,285,044(期满)所述的数字合成器710相似。数字合成器710提供载波频率为“f0”的 正弦和余弦输出，并且用于靠近DC信号来移位信号选择波形。确切编程的载波频率可以被偏移，以便说明如下整合在FIR滤波器708和718中的“平均”频率：
[0064]
[0065] 其中γ为可以例如是50的参数。
[0066] 如图7所示，在组合器720中组合来自滤波器708和718的输出信号。计算器722提供两个输出724和726。来自输出724的表示信号幅度的柱状图信号由如下等式给出[0067]
[0068] 其中I是同相信号幅度，Q是正交信号幅度。类似地，通过下式得到相位：
[0069]
[0070] 该相位作为载波频率“f0”的相位参考。相位解调处理采用类似算法。在该情况下，在编解码器608带宽的一部分处(通常1/8)提取同相“I”信息和正交相位“Q”信息(等同于相较于图7所示的512，下采样因数为8)。使用数字FM解调器(例如图8所示的数字FM解调器)来提取调制信息。
[0071] 在理想情况下，在没有任何不期望的干扰的情况下，来自解调器的输出信号(图7中组合器720的输入信号)应是16Hz方波(实际上，具有较低频率的8个周期和较高频率的8个周期的略不对称方波)。因此，组合器720可以恢复实际发射机相位——频移键控FSK。
[0072] 下一步骤是恢复实际发射机相位——频移键控FSK。如图8所示，输入802和804分别从滤波器708和718接收输入信号，所述输入信号对应于信号I和Q。如图8所示，来自输入802的输入信号被提供给数字滤波器810、延迟器808，并被提供给乘法器806以便计算I2。类似地，来自输入804的输入信号Q被提供给数字滤波器812、延迟器814以及乘法器816以便计算Q2。来自乘法器816和乘法器806的 输出信号在加法器818中相加以便获得I2+Q2，并将其提供给延迟器820。在乘法器822中，将来自延迟器808的输出信号I与从数字滤波器812输出的经过滤波的信号Q，Q`相混合。在乘法器824中，来自延迟器814的输出信号Q与来自数字滤波器810的经过滤波的信号I，I`相混合。来自乘法器822和824的输出信号被输入到加法器
826，以便提供I`Q-Q`I。来自延迟器820和加法器826的输出信号被提供给除法器828，以便
2 2 2 2
获得输出值(I`Q-Q`I)/(I +Q)，其中输出值(I`Q-Q`I)/(I +Q)提供误差指示。延迟810、
814和820将信号与来自滤波器810和812的输出信号在时间上对准。
826，以便提供I`Q-Q`I。来自延迟器820和加法器826的输出信号被提供给除法器828，以便
2 2 2 2
获得输出值(I`Q-Q`I)/(I +Q)，其中输出值(I`Q-Q`I)/(I +Q)提供误差指示。延迟810、
814和820将信号与来自滤波器810和812的输出信号在时间上对准。
[0073] 这样，图8示出了频率解调器。图8采用来自压缩带宽的信号，例如，编解码器带宽/10，并给出遵循调制函数的输出，例如，在f0/16处振荡的方波。
[0074] 图9示出了其它处理900。如图9所示，将输入902处的输入信号除以输入904处的输入16，并与来自输入908的相位增量一起输入到提供正弦和余弦波函数的Thomas振荡器910中。将来自FM解调器的输出信号(来自滤波器708和718的信号)乘以来自“Thomas”振荡器910的正弦和余弦输出，所述振荡器910编程为以“f0/16”振荡。如图9所示，来自振荡器910的输出信号与通过图8所产生的频率解调信号(来自输出830的输出信号，也就是在输入912上接收到的信号)相混合。如图9所示，在乘法器914和916中，将输入在输入912上的信号与来自滤波器708和718的信号相混合，并在组合器920中组合所述结果。然后，通过同步器
920、下采样器922和数字滤波器924处理每个信号，并且在加法器932中相加之前在放大器
928中进行增益调整。然后，计算组块930提供该信号的幅度和相位。然后输出934提供相位信号，所述相位信号可以被用作参考相位。
920、下采样器922和数字滤波器924处理每个信号，并且在加法器932中相加之前在放大器
928中进行增益调整。然后，计算组块930提供该信号的幅度和相位。然后输出934提供相位信号，所述相位信号可以被用作参考相位。
[0075] 参考图9，值得注意的是下采样速率是64，使得整体下采样等于窄带信号处理算法。因此，在该示例中：512(窄带信号算法)＝8(在FM解调器之前进行的下采样)*64。
[0076] 最终处理阶段是将信号相位、来自输出726的输出信号与经过解调的相位参考、来自输出830的输出信号进行比较。此外，消除多种 数字误差。由于在对Thomas振荡器的编程中的数学截断而引起这些误差，如果不进行处理，则它们将导致参考相位的缓慢漂移，使得信号选择没有价值。将相位数据提供到积分器(16比特)，其中由于积分器在2π弧度内围绕，积分器是用于描述自然模数函数的方便机制：
[0077]
[0078]
[0079] 在以上等式中，фNB Phase与如图7所示的相位输出信号726相对应，表示信号选择信号的两个频率分量的平均相位。参数фDemod Phase与图9的输出934上的输出信号相对应。
[0080] 校正因数фOscillator Correction是小校正，之所以存在所述小校正是因为，使用32比特计算的数学截断意味着运行在f0以及f0/16的数字“Thomas”振荡器不会随时间而保持固定相位关系。漂移可以较小，然而足以在一小段时间之后(例如，一分钟或两分钟)令信号选择信号没有价值。通过接收机104和使用的结果来“飞速”测量这种相位漂移。然后，如上所述的差别表示数字合成器710(产生频率为f0的信号)和振荡器910(产生频率为f0/16的信号)的频率输出的相位差别。
[0081] 输出是 还被用于信号选择处理中。由于信号相位沿着导体106改变，这种函数将跟踪相对参考分量 的相位改变。通常使用信号选择以便提供对“信号失真”的实时测量。
[0082] 另一任务是相位跟踪任务。发射机和接收机操作作为完全独立的系统，不共享共用的相位参考或系统时钟。为了解决这个问题，接收机104自动跟踪发射机输出信号。这是在本发明的实施例中实现的妙特征，原因在于，接收机104必须跟踪完全“虚构的”频率——信号选择被定义为处于f0*50/51的8个周期以及处于f0*50/49的周期，因此所述跟踪发现实际平均频率f0——即使该频率从来没有按时发生过。这种巧妙之处在于在不跟踪的情况下，f0仍然包含接收机104和发射机102之间的自然频率误差(通常是由于晶体振荡器引起的时钟误差，大约30ppm)——在不校正的情况下，该误差将导致上述公式分量明显不准确。
[0083] 基于如图7所示的窄带信号处理算法实现对相位跟踪的处理。本质上，对相位输出进行差分，并对得到的信号进行积分。随后，将该值用作负反馈误差，并用于调整Thomas振荡器的频率累加器(图7中由数字合成器表示)。
[0084] 在以上说明中，参考附图描述了多种实施例。然而，显而易见的是可以对其进行多种修改和改变，并且可以实现其它实施例，而不脱离由以下权利要求定义的本发明的广义范围。因此，应将说明和附图理解为是说明性的，而不是限制性的。
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