수중 음향 통신용 수신기의 전단 신호 처리 방법 및 장치{Method and Apparatus for the Front-end of the Digital Receiver for Underwater Acoustic Communication}

본 발명은 수중 음향 통신용 수신기의 전단 신호 처리 방법 및 장치에 관한 것으로서, 수신된 신호에 대한 기저대역으로의 주파수 편이 및 저역통과 필터링을 위한 연산 부담을 줄여 전력소비량을 줄일 수 있는 수중 음향 통신용 수신기의 전단 신호 처리 방법 및 장치에 관한 것이다.

수중 무선통신은 수중에서 초음파를 이용하여 무선으로 정보를 전달한다. 수중 채널 환경은 다중경로, 반향음, 도플러 등이 발생하여 매우 열악한 채널환경을 가지고 있다. 이러한 수중 채널 환경에서는 전송되는 신호에 대한 위상동기를 얻기 어렵기 때문에 수신시 위상동기가 필요없는 비위상동기 전송방식이 초기에 널리 사용되었으나, 1990년대에 위상동기 전송방식을 사용하여 실해역에서 데이터 전송 실험에 성공한 것을 계기로 대역폭 효율이 높은 동기전송방식에 대한 연구가 집중적으로 이루어지고 있다.

한편, 수중 무선통신 시스템은 일반적으로 수중에 포설되어 배터리로 동작하 기 때문에 사용시간 증대를 위하여 가능한한 전력 소비를 줄이는 것이 필수불가결 하다. 전력 소비를 줄이는 방법 중 하나로 전송 데이터가 존재할 때만 신호를 송신하는 버스트 전송을 널리 사용하고 있다. 버스트 모드 전송을 사용하더라도 수신기 시스템은 채널상에 버스트 신호가 존재하는지 여부를 검출하기 위하여 정해진 시간간격으로 깨어나거나 항상 깨어있어야 하며, 일차로 A/D변환, 주파수편이 및 저역통과 필터연산을 수행하는 전단부에서 신호처리를 수행하여 채널상에 신호존재유무를 판단한다.

신호가 존재하는 경우는 후단부의 신호처리 기능을 활성화 하고, 전단부에서 신호처리한 데이터를 전달하고, 신호가 존재하지 않는 경우에는 전단부에서 신호처리한 데이터를 버리고 동작방법에 따라 수신기를 수면모드로 변경하거나 전단부 신호처리를 계속한다.

높은 과샘플기반 수신기 전단부 구조를 갖는 경우, 나이퀴스트(Nyquist) 샘플율 이상으로 샘플링을 수행하기 때문에 신호의 중첩(aliasing)이 발생하지 않지만, 한 심볼당 수십번이나 과샘플을 취하게 되면 주파수 편이 및 저역통과 필터링에 많은 연산이 필요하며, 하나의 심볼을 결정하기 위하여 많은 연산을 필요로 한다. 따라서, A/D 변환 샘플율을 낮출 수 있으면 전단부에 필요한 연산량이 감소하여 전력 소비를 줄일 수 있으며 한 번의 포설에 따른 모뎀의 사용 수명을 연장할 수 있을 것이다.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 개선하기 위하여 창안된 것으로서, 기저대역으로의 주파수 편이 및 저역통과 필터링을 위한 연산부담을 완화시켜 소비전력을 줄임으로써, 수중환경에서의 사용시간을 연장할 수 있는 수중 음향 통신용 수신기의 전단 신호 처리 방법 및 장치를 제공하는데 그 목적이 있다.

상기의 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 수중 음향 통신용 수신기의 전단 신호 처리 방법은 음파 수신기에서 수신된 신호를 밴드 패스필터링 한 후 샘플러에 의해 샘플링된 디지털 신호에 대해 기저대역신호로 변환하고 저역필터링 하는 수중음향 통신용 수신기의 전단 신호처리 방법에 있어서, 가. 상기 샘플러에 의한 샘플링 주파수는 나이퀴스트 샘플율보다 작으면서, 상기 샘플러에 의한 디지털 신호로 변환 이후 새로운 반송 주파수(f _OAD )가 전송신호의 심볼율(fsym)과 같게 되도록 하면서, 심볼당 4번 과샘플되도록 샘플링 하는 단계와; 나. 상기 샘플링된 디지털 신호열을 4개의 채널을 통해 순차적으로 출력하는 단계와; 다. 상기 각 채널을 통해 출력되는 신호에 대해 연산이 이루어 질 수 있도록 기저대역 필터를 차수에 따라 4개로 분해한 4개의 부필터로 이루어진 제1 내지 제4 부필터부를 구축하는 단계와; 라. 상기 제1부필터부에서 4개의 각 부필터에 대해 순차적으로 출력되는 연산값과 상기 제3부필터부에서 4개의 각 부필터에 대해 순차적으로 출력되는 연산값을 상호 합산하여 출력하는 단계와; 마. 상기 제2부필터부에서 4개의 각 부필터에 대해 순차적으로 출력되는 연산값과 상기 제4부필터부에서 4개의 각 부필터에 대해 순차적으로 출력되는 연산값을 상호 합산하여 출력하는 단계;를 포함한다.

바람직하게는 상기 가 단계는 상기 샘플러에 의한 디지털신호로의 변환 이후에 새로운 반송 주파수(f _OAD )가 전송신호의 심볼율(fsym)과 같게 되도록 상기 샘플러의 샘플율(fsample)이 fsample ≥ 4fsym 및 fsample = (fo -fsym)/k의 조건을 만족하게 결정되며, 상기 fo는 신호의 반송주파수이고, k는 fsample ≥ 4fsym의 조건을 만족하는 최대 자연수 이다.

또한, 상기 가 단계는 가-1. 상기 샘플러의 샘플율이 4f _sym 인 경우에는 샘플링된 데이터에 대해 상기 나 단계를 수행하고, 가-2. 상기 샘플러의 샘플율이 4f _sym 가 아닌 경우 샘플율이 4f _sym 이 되도록 재샘플링을 수행하는 단계;를 포함하는 것이 바람직하다.

상기 가-2 단계는 a. 재샘플링을 위해서 샘플신호열의 스펙트럼분포를 분석하는 단계와; b. 재샘플링에 의해 신호의 중첩이 발생하는 경우에는 필터를 이용하여 고주파성분을 제거하는 단계와; c. 상기 b단계를 거친신호를 보간기를 이용하여 재샘플링을 수행하는 단계;를 포함한다.

더욱 바람직하게는 상기 a 단계에서 이미 알고 있는 샘플링된 통과대역 신호의 스펙트럼 분포를 이용하여 재샘플링시 신호의 중첩이 발생하지 않는다고 판단되면, 상기 b단계를 거치지 않고 상기 c단계를 수행한다.

또한, 상기의 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 수중음향 통신용 수신기의 전단신호 처리장치는 음파 수신기에서 수신된 신호에 대해 설정된 대역 내의 신호를 필터링하는 밴드패스 필터와, 상기 밴드 패스필터를 통과한 신호를 샘플링하여 디지털 신호로 변환하여 출력하는 샘플러와, 상기 샘플링된 디지털신호를 기저대역신호로 변환하여 저역필터링 하는 주파수 편이 및 저역통과 필터부를 구비하는 수중음향 통신용 수신기의 전단 신호 처리장치에 있어서, 상기 주파수 편이 및 저역통과필터부는 상기 샘플링된 디지털 신호열을 4개의 채널을 통해 순차적으로 출력하는 직렬/병렬변환기와; 상기 직렬/병렬 변환기의 각 채널을 통해 출력되는 신호에 대해 연산이 이루어 질 수 있도록 기저대역 필터를 차수에 따라 4개로 분해한 4개의 부필터로 이루어진 제1 내지 제4 부필터부와; 상기 제1부필터부에서 4개의 각 부필터에 대해 순차적으로 출력되는 연산값과 상기 제3부필터부에서 4개의 각 부필터에 대해 순차적으로 출력되는 연산값을 상호 합산하여 출력하는 제1합산기와; 상기 제2부필터부에서 4개의 각 부필터에 대해 순차적으로 출력되는 연산값과 상기 제4부필터부에서 4개의 각 부필터에 대해 순차적으로 출력되는 연산값을 상호 합산하여 출력하는 제2합산기와; 상기 각 부필터부 각각의 4개의 부필터 출력단을 대응되는 합산기에 순차적으로 출력하는 제1 내지 제4스위칭부;를 구비한다.

본 발명에 따른 수중 음향 통신용 수신기의 전단신호 처리 방법 및 장치에 의하면, 수신된 신호를 주파수 편이 및 저역통과필터링을 위한 연산부담을 완화시킴으로써 소비전력을 저감시킬 수 있는 장점을 제공한다.

이하, 첨부된 도면을 참조하면서 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 수중음 향 통신용 수신기의 전단신호 처리 방법 및 장치를 더욱 상세하게 설명한다.

도 1은 본 발명에 따른 수중음향 통신용 전단 처리장치가 적용된 수신기를 나타내 보인 블록도이다.

도 1을 참조하면, 본 발명에 따른 수중음향 통신용 수신기의 전단 처리장치는 음파수신기(110), 밴드패스필터(BPF)(120), 샘플러(130), 주파수 편이 및 저역통과 필터부(150)를 구비한다.

음파수신기(110)는 수중통신에서 사용되는 음향신호인 초음파 신호를 수신하는 초음파 센서가 적용된다.

밴드패스 필터(BPF; Band Pass Filter)(120)는 음파 수신기(110)에서 수신된 신호에 대해 설정된 대역 내의 신호를 필터링하여 출력한다.

샘플러(130)는 밴드 패스필터(120)를 통과한 신호에 대해 설정된 샘플율에 따라 샘플링하여 디지털 신호로 변환하여 출력한다.

샘플러(130)는 아날로그-디지털 변환기가 적용될 수 있다.

바람직하게는 샘플러(130)는 도 2에 도시된 바와 같이 아날로그-디지털 변환기(131), AAF(132), 보간기(133) 및 샘플링 제어부(134)로 이루어진다.

샘플러(130)의 상세 동작은 후술한다.

주파수 편이 및 저역통과 필터부(150)는 샘플러(130)에 의해 샘플링되어 출력되는 디지털신호를 기저대역신호로 변환하여 저역필터링 하여 출력한다.

주파수 편이 및 저역통과 필터부(150)의 상세구조는 후술한다.

동기화부(170), 채널등화부(180) 및 복호기(190)는 수신기의 후단장치에 해 당한다.

동기화부(170)는 주파수 편이 및 저역통과 필터부(150)에 의해 필터링된 신호에 대해 기저대역 신호를 이용하여 송수신기간의 국부발진기의 오차 및 신호의 채널통과에 의해 발생하는 왜곡에 의해 발생하는 주파수편이, 위상편이 및 심볼시간 편이를 추정하고 이를 보상하는 동기화 연산을 수행한다.

채널등화부(180)는 동기화부(170)에 의해 동기보상된 신호에 대해 송신신호가 수중음향채널을 통하여 수신기에 전달되기까지 다중경로 등에 의해 발생하는 신호 왜곡을 보상하여 출력한다.

채널등화가 완료된 신호는 전송신호로 결정되고, 만일, 채널부호를 사용하는 경우에는 채널부호의 종류에 따라 결정데이터 또는 채널등화가 완료된 신호를 복호기(190)의 입력으로 하여 전송정보를 결정한다.

복호기(190)는 채널등화부(180)에서 출력되는 신호를 복호화하여 출력한다.

이러한 수신기에서 주파수 편이 및 저역통과필터부(150)는 도 4에 도시된 바와 같이 직렬/병렬 변환기(S/P)(151), 제1 내지 제4부필터부(152 내지 155)와, 제1합산기(166), 제2합산기(167) 및 제1 내지 제4 스위칭부(161 내지 164)를 구비한다.

직렬/병렬 변환기(151)는 샘플러(130)에 의해 샘플링된 디지털 신호(r(k)) 열을 4개의 채널을 통해 순차적으로 출력한다.

제1 내지 제4 부필터부(152 내지 155)는 각각 직렬/병렬 변환기(151)의 각 채널을 통해 출력되는 신호에 대해 연산이 이루어 질 수 있도록 기저대역 필터를 차수에 따라 4개로 분해한 4개의 부필터로 이루어져 있다.

제1합산기(166)는 제1부필터부(152)에서 각 부필터에 대해 순차적으로 출력되는 연산값과 제3부필터부(154)에서 각 부필터에 대해 순차적으로 출력되는 연산값을 상호 합산하여 출력한다.

제2합산기(167)는 제2부필터부(153)에서 각 부필터에 대해 순차적으로 출력되는 연산값과 제4부필터부(155)에서 각 부필터에 대해 순차적으로 출력되는 연산값을 상호 합산하여 출력한다.

제1 내지 제4 스위칭부(161 내지 164)는 각 부필터부(152 내지 155) 각각의 4개의 출력단을 대응되는 합산기(166)(167)에 순차적으로 출력한다.

참조부호 171은 출력을 지연시키는 지연기이다.

이러한 주파수 편이 및 저역통과 필터링부(150)에 대해 이하에서 더욱 상세하게 설명한다.

도 1에서 단일선으로 표기된 화살표는 실수를 의미하고, 이중선으로 표기된 화살표는 복소수를 의미하며, f _s 는 아날로그-디지털(A/D변환)을 위해 사용하는 샘플율이다.

또한, 이하의 설명에서 1/f _s 는 샘플간격이며, f ₀ 는 전송신호의 반송주파수이며, 전송신호의 심볼율은 f _sym 으로 나타내며, r(k)는 r(t)의 k번째 샘플로 r(k)=r(kT _s )의 관계가 있으며, T _s =1/f _s 이다.

수신기 전단 장치는 음파 수신기(110)로부터 주파수 편이 및 저역통과필터부(150)가 해당된다.

수신신호 r(t)는 음파수신기(110)의 입력신호를 신호가 존재하는 대역만 선택적으로 통과시키는 대역통과필터(120)를 거친 신호로 표현한다. 대역통과 신호인 r(t)는 주파수 f ₀ 를 중심으로 송신시 사용한 펄스성형필터의 초과대역폭에 관계없이 (f ₀ -f _sym )에서 (f ₀ +f _sym ) 사이에 존재하는 대역제한 신호이다.

임의의 대역 제한된 신호 x(t)와 이의 퓨리어 변환(FT;Fourier Transform)을 X(f)라 하고, x(t)를 fs의 샘플율로 샘플링을 취한 신호를 x _s (t)라 하면, 이의 FT X _s (f)는 주파수축상에서 X(f)를 fs 간격으로 이동시킨 X(f)의 합으로 표현된다.

위 수학식 1에서 X(f)의 최대 주파수 성분이 fs/2 보다 크게 되면 신호의 중첩이 발생하여 신호의 왜곡을 일으키는 원인이 된다. 이러한 왜곡을 막기 위하여 일반적으로는 샘플링하는 신호의 최대 주파수의 2배 이상의 샘플율로 샘플링을 수행한다.

이와 같이 신호의 중첩이 발생하지 않는 최소 샘플율 즉, 샘플링하는 신호의 최대 주파수의 2배의 샘플율을 나이퀴스트(Nyquest) 샘플율 이라하며, 일반적으로 샘플링을 위해 적용되는 아날로그-디저털 변환기의 샘플율은 나이퀴스트 샘플율 이상으로 설정하여 사용한다.

그런데, 대역통과 신호는 반송주파수 fo를 중심으로 유한한 대역에만 신호 성분이 존재하고, 반송주파수는 신호의 대역폭에 비하여 매우 큰 값을 갖는 특성을 갖는다. 대역통과신호가 반송주파수를 중심으로 유한한 대역에만 신호성분이 존재하는 특성과 수학식 1에서와 같이 fs의 샘플율로 샘플링된 신호는 주파수축상에서 fs 간격으로 이동시킨 신호의 합으로 표현되는 특성을 이용하여, 샘플율을 나이퀴스트 샘플율 보다 낮게 하여 신호의 중첩이 발생하면서도 원하는 신호대역성분에서는 중첩이 발생하지 않도록 샘플율을 잘 조정함으로써 나이퀴스트 샘플율 보다 낮은 샘플율을 갖도록 할 수 있다.

즉, 대역통과신호는 반송주파수 f ₀ 가 신호의 대역폭에 대하여 매우 큰 값을 가짐으로 샘플율을 잘 조정함으로써 원하는 대역의 신호를 중첩없이 나이퀘스트(Nyquest) 샘플율보다 낮은 샘플율을 갖도록 할 수 있다.

샘플러(130)는 아날로그-디지털 변환 이후에 새로운 반송주파수 f _0AD 가 심볼율 f _sym 과 같게 되도록 샘플러(130)의 샘플율을 결정한다. 그러므로 샘플러(130)의 최대 샘플율은 아래의 수학식 2와 같은 관계가 있다.

f

_sample,max =f

₀ -f

_sym

샘플러(130)의 샘플율은 아래의 수학식 3과 같이 최대 샘플율을 정수로 나눈 값으로 결정할 수 있다.

f

_sample =f

_sample,max /k , k는 자연수

이때, 아날로그-디지털 변환된 신호가 중첩이 되어 신호가 왜곡되는 것을 막기 위하여 샘플러(130)의 샘플율을 아래의 수학식 4와 같은 조건을 만족하여야 한다.

f

_sample ≥ 4 f

_sym

즉, 반송주파수에서 심볼율을 뺀 것을 정수로 나눈 값 중에서 4배의 심볼율 이상이 되는 최소값을 샘플러(130)의 샘플율로 결정하면, 최소의 샘플율로 대역통과 신호를 왜곡없이 디지털 신호로 변환할 수 있다.

샘플러(130)의 샘플율은 수학식 3에 따르면서 수학식 4의 제한조건을 만족하면 되므로, 여러 가지의 샘플율이 가능할 수 있다. 가능한 샘플율(f _sample )중에서 설계에 따라 결정한 샘플러(130)의 샘플율을 fs로 결정한다.

앞에서 기술한 것과 같이 샘플러(130)의 샘플율을 결정하여, 수신신호 r(t)를 샘플링하면 r(k)가 되고, 이는 f _0AD =f _sym 을 새로운 중심주파수로 하는 신호 성분과 주파수축상에서 fs 간격만큼 떨어져 있는 신호의 성분으로 구성되며, 디지털 신호 r(k)에서는 -fs/2에서 fs/2까지의 주파수 성분만 존재한다.

일 실시예로, 반송주파수가 f ₀ =25kHz이고, 심볼율이 f _symbol =5kHz이고, 변조시 사용한 초과대역폭이 a(a는 0과 1 사이의 값)인 QPSK 변조신호가 수신된다고 할 때, 수학식 2에 의해 f _sample,max =20kHz로 계산되며, f _sample 은 f _sample,max 를 자연수로 나눈 값이 된다. 이때, f _sample 은 f _symbol 의 4배인 20kHz이상이 되어야 하므로, f _s 은 20kHz로 결정할 수 있다. 이렇게 결정된 샘플러(130)의 샘플율에 따라 샘플링한 예가 도 3에 있다.

도 3의 (a)에는 대역통과필터링된 수신신호의 스펙트럼을 주파수 축상에서 나타낸 것이다. 25kHz를 중심으로 한 신호와 -25kHz를 중심으로 한 신호가 존재한다. 도 3의 (b)에서는 20kHz로 샘플링하였을 때의 신호스펙트럼 분포를 나타낸 것이다. 이중 사각형으로 묶은 -10kHz에서 10kHz까지의 신호만 샘플링된 디지털 신호에서 관찰할 수 있다. 이렇게 샘플링된 신호의 새로운 중심주파수는 f _0AD =5kHz인 디지털 신호열을 얻을 수 있다.

샘플러(130)의 샘플율이 4f _sym 인 경우에는 샘플링된 데이터를 주파수 편이 및 저역통과 필터부(150)의 입력으로 사용하고, 그렇지 않은 경우에는 샘플율이 4f _sym 이 되도록 재샘플링을 수행한다.

이러한 샘플러(130)의 구성예가 도 2에 도시되어 있다.

도 2를 참조하면, 샘플러(130)는 아날로그-디지털 변환기(A/D변환기)(131), AAF(Anti-Aliasing Filter)(132), 보간기(133) 및 샘플링 제어부(134)를 구비한다.

여기서 샘플링 제어부(134)는 샘플율 4f _sym 이 되도록 아날로그-디지털 변환기(A/D변환기)(131), AAF(Anti-Aliasing Filter)(132), 보간기(133) 각각의 처리를 제어한다.

즉, 샘플링 제어부(134)는 아날로그-디지털 변환기(131)에 의한 샘플율이 4f _sym 이 아닌경우로 판단되면, 재샘플일을 수행할 것을 결정하고, 재샘플링을 위해서 먼저, 샘플신호열의 스펙트럼분포를 분석하고, 다음은 재샘플링에 의해 신호의 중첩이 발생하는 경우에는 이를 막기위해 저역통과필터의 일종인 AAF(Anti-Aliasing Filter)(132)를 이용하여 고주파 성분을 제거한 후, 마지막으로 보간기(133)를 이용하여 재샘플링을 수행한다.

샘플링 제어부(134)의 제어과정을 더욱 상세하게 설명하면, 재 샘플링의 첫번째 단계에서는 이미 알고 있는 샘플링된 통과대역신호의 스펙트럼 분포를 이용하여 재샘플링시 신호의 중첩이 발생하는지 여부를 판단한다. 첫번째 단계에서 중첩이 발생하지 않는다고 판단되면, 두번째 단계는 거치지 않고 즉, AAF(132)에 의한 고주파 필터링을 하지 않고 세번째 단계인 보간기(133)를 이용하여 재샘플링을 수행한다. 그러나, 첫번째 단계에서 재샘플링시 신호의 중첩이 발생한다고 판단되면, AAF(132)를 이용하여 고주파 성분을 제거한 후, 보간기(133)를 이용하여 재샘플링을 수행한다. 보간기(133)는 2개의 샘플을 이용하는 선형보간기와 4개의 샘플을 이용하는 파라볼릭(parabolic)과 큐빅(cubic) 보간기 등을 선택하여 사용할 수 있다.

한편, f _sym 의 네배로 샘플링된 대역통과신호를 기저대역 신호로 변환하기 위하여 주파수 편이와 저역통과필터링을 수행한다. 새로운 중심주파수 f _0AD =f _sym , 샘플율 f _s,new =4f _sym 를 기저대역으로 중심주파수를 옮기기 위하여 -f _0AD 만큼 주파수 편이시 킨 신호 r _demix (k) 는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

위 수학식 5에서 k에 따라 r _demix (k)는 다음과 같이 표시할 수 있다.

여기서, N은 임의의 정수이다. 즉, r _demix (k)의 짝수번째 값은 실수부가 ±r(k)이며 허수부는 0이 되고, r _demix (k)의 홀수번째 값은 실수부가 0이며 허수부가 ±r(k)가 된다.

기저대역필터를 h(k)라 하고, 기저대역 필터링을 위해 실수축과 허수축에 사용한다. 기저대역 필터링된 신호를 y(k)라 할 때, y(k)는 다음과 같이 표시된다.

여기서, y _I (k)= h(k)* r _I (k) 이고, y _Q (k)= h(k)* r _Q (k) 이고, r _I (k)= Re(r _demix (k)) 이고, r _Q (k)= Im(r _demix (k)) 이고, *는 컨볼루션을 나타낸다. 또한, Re는 실수 부, Im은 허수부를 나타낸다. y _I (k)를 얻기 위하여 수행하는 필터링 연산을 다음과 같이 네 항의 합으로 나타낼 수 있다.

위 수학식8에 수학식6을 대입하여 보면, k가 짝수인 경우에는 첫 번째 항과 세 번째 항의 합으로 계산되며, 두 번째 항과 네 번째 항은 0이 되며, k가 홀수인 경우에는 두 번째 항과 네 번째 항의 합으로 계산되며, 첫 번째 항과 세 번째 항은 0이 된다. 또한, y _Q (k)도 수학식 8와 같이 동일한 형식으로 r _I (k)대신 r _Q (k)를 써서 네 항의 합으로 표시할 수 있다.

y _Q (k)는 k가 짝수인 경우 두 번째와 네 번째 항의 합으로 계산되며, k가 홀수일 경우 첫 번째와 세 번째 항의 합으로 계산된다. 즉, 하나의 복소 기저대역신호 y _I (k), y _Q (k)를 얻기 위해 저역통과필터에 입력되는 데이터인 r _I (k)와 r _Q (k)의 반이 0이 되고, 나머지 반이 값을 가지므로, 저역통과필터도 실질적으로 번갈아 가면서 반씩만 사용하게 된다. 이러한 특성을 이용하여, 저역통과필터 h(k)을 네 개의 부필터 {h _i (n); k=4n+i, i=0,1,2,3, n은 정수}로 나누고, 4배의 심볼율로 샘플링 신호열 r(k)도 네 개의 부샘플열 {ri(n); k=4n+i, i=0,1,2,3, n은 정수}로 나누어 각각에 대하여 신호처리를 할 수 있다. 즉, 수학식 8에 수학식 6을 대입하여 정리하면 아래와 같다.

여기서,

또한, y _I (n)을 계산한 것과 동일하게 y _Q (n)을 다음과 같이 얻을 수 있다.

수학식 9와 수학식 10에 나타낸 연산방법은 수신기에서 주파수 편이와 저역통과 필터를 동시에 수행하는 것으로 이의 연산방법에 대응되게 앞서 설명된 주파수 편이 및 저역통과필터부(150)에서 수행하도록 도 4와 같이 구축될 수 있다.

도 4에서 보면, 하나의 직렬-병렬 변환기(S/P)(151)의 출력이 네 개의 부필터로 연결되고, 이러한 쌍이 네 개 존재한다. 네 개의 부필터는 하나의 저역통과 필터와 동일하므로 저역통과 필터가 4쌍이 있는 것과 동일하다. 네 개의 필터를 사 용하여 네 개의 순차적인 기저대역 샘플을 얻는다. 이는 등가적으로, 하나의 복소 기저대역 샘플을 얻기 위해서 한 개의 필터를 사용하는 것과 동일한 연산량을 갖는다. 이는 하나의 복소 기저대역 샘플을 얻기 위해 두 개의 필터 연산량이 필요한 것과 비교하면 저역통과필터링에 필요한 연산량을 반으로 줄일 수 있다. 이러한 연산에 있어서, 도 4에 도시된 구조에서는 제1부필터부(152)와 제4부필터부(155)의 부필터에 대해서는 양 즉, 플러스(+)의 계수를 부여하고, 제2부필터부(153)와 제3부필터부(154)의 부필터에 대해서는 음 즉, 마이너스(-)의 계수를 부여한 후 대응되는 제1 및 제2 합산기(166)(167)에서 상호 가산하도록 구축되어 있다. 이와는 다르게, 도 5에 도시된 바와 같이 제1, 제2, 제3 및 제4부필터부(152 내지 155)의 부필터에 대해서는 모두 동일한 계수인 양 즉, 플러스(+)의 계수를 부여하고, 제1 합산기(166)는 제1부필터부(152)의 출력값에 대해서는 양의 부호를 제3부필터부(154)의 출력값에 대해서는 음의 부여를 부여하여 상호 합산하며, 제2 합산기(167)는 제2부필터부(152)의 출력값에 대해서는 음의 부호를 제4부필터부(154)의 출력값에 대해서는 양의 부여를 부여하여 상호 합산하도록 구축될 수 있다.

이러한 연산과정에 의하면, 주파수를 편이시키기 위한 연산을 따로 하지 않고, 해당 저역통과필터 계수의 부호를 바꾸거나, 동일한 저역통과필터 계수를 사용하고, 각 부필터의 출력을 더하는 과정에서 덧셈 대신 뺄셈을 이용함으로써 추가적인 연산이 필요 없이 주파수 편이 연산이 되도록 할 수 있다. 그러므로, 본 발명에서 제안한 방법을 사용하면 주파수 편이 연산과 저역통과 필터 연산을 동시에 수행할 수 있으며, 이의 연산복잡도는 저역통과필터 연산의 1/2이다.

또한, 이를 하드웨어로 구현할 때, 각 부필터의 연산은 네 개의 심플 시간 이내로만 완료되면 되고, 각 부필터는 저역통과 필터의 1/4이므로, 본 발명에서 고안하는 구조를 사용하면 각 부필터는 16배 정도 느린 연산을 수행하여도 되기 때문에 하드웨어 구현의 복잡도 부담이 적은 방법을 적용하여 구현할 수 있다.

따라서, 디지털 샘플링된 샘플열을 4개의 부샘플열로 변환하고 저역통과필터 또한 4개의 부필터로 분해하여 수신기의 전단부를 구성하면 단순히 연산하는 방식에 비해 필요한 연산량을 50%이상 줄일 수 있어 상대적으로 저속의 프로세서 사용이 가능해지는 장점이 있다. 특히, 수중에 포설되고, 포설에 소요되는 고비용으로 인하여 배터리로 동작하는 수중무선통신 시스템의 사용시간을 증대시킬 수 있다.

도 1은 본 발명에 따른 수중음향 통신용 수신기를 나타내 보인 블록도이고,

도 2는 도 1의 샘플러의 바람직한 구성예를 나타내 보인 블록도이고,

도 3은 대역폭이 10kHz이고 반송주파수가 25kHz인 경우에 대하여 샘플율(fs)를 20kHz로 하였을 경우 샘플링 후의 스펙트럼분포를 나타낸 것으로서 (a)는 대역통과신호의 스펙트럼이고, (b)는 fs=20kHz로 샘플링한 후의 스펙트럼이고,

도 4는 도 1의 주파수 편이 및 저역통과 필터부의 일 예를 나타내보인 상세 블록도이고,

도 5는 도 1의 주파수 편이 및 저역통과 필터부의 또 다른 예를 나타내보인 상세 블록도이다.