技术领域
[0001] 本
发明涉及多逆变器系统并网的控制方法，尤其是涉及一种弱网下基于模式切换的多逆变器系统参数自适应控制方法。
背景技术
[0002] 随着分布式发电系统的迅速发展，并网逆变器得到广泛应用。由于在地处偏远的分布式发电系统中存在长距离传输线以及大量变压装置，导致
电网呈现一个不可忽略的等效阻抗，从而使电网呈现弱电网特性。此时，由多台并网逆变器构成的多逆变器系统并网运行时会与电网之间会形成一个动态的互联系统，该系统在其公共耦合点(point of common coupling，PCC)存在的电网阻抗将导致多逆变器系统并网
稳定性下降，引起并网逆变器输出
电流出现谐振。
[0003] 针对弱电网情况下的多台并网逆变器构成的多逆变器系统，其稳定性控制方法同样既有学术论文对此做了深入的理论分析，也有实际应用的工程方法，例如：
[0004] 1)胡伟等人发表于2014年7月《电
力自动化设备》第34卷第7期上的《多逆变器并网系统谐振特性分析》一文。该文建立了多逆变器并网系统的等效模型，分析了并网逆变器数量、组成和系统控制参数对系统谐振特性的影响，但是，该文分析的多逆变器系统仅考虑了并网逆变器运行在单一电流源模式，并未考虑部分并网逆变器运行在
电压源模式的场合，并且，该文指出在满足并网逆变器性能前提下，可通过降低电流调节器参数的方式提升系统稳定性。但是，该方案却会降低并网逆变器的控制带宽，恶化其动态性能。
[0005] 2)唐振东等人发表于2016年11月《电网技术》第40卷第11期上的《弱电网下多逆变器并网控制通道间的交互影响分析》一文。该文针对弱电网多逆变器系统的稳定性问题，分析了随着并网逆变器台数、控制参数和电网等值阻抗改变时交互影响的变化特性。但是，同样的，该文分析的多逆变器系统仅考虑了并网逆变器运行在单一电流源模式，并未考虑部分并网逆变器运行在电压源模式的场合，并且，该文指出在满足并网逆变器性能前提下，通过降低电流调节器参数的方式以减弱控制通道间的交互影响，从而提升系统稳定性；与之同时，该方案却会降低并网逆变器的控制带宽，恶化电流源模式下的并网逆变器动态性能。
[0006] 3)中国
专利文献CN 105356507 B于2017年8月29日授权公告的《基于电网阻抗自适应的LC型并网逆变器双模式控制方法》，是通过电网阻抗辨识实现并网逆变器电流源与电压源两种并网模式的切换，实现并网逆变器在弱电网下的稳定运行。但是，所述的模式切换方法均基于单台并网逆变器，并未设计多台并网逆变器构成的多逆变器系统。
[0008] (1)现有的电流源与电压源模式之间的切换均基于单台并网逆变器，并未设计多台并网逆变器构成的多逆变器系统。
[0009] (2)针对弱电网情况下的多逆变器系统，现有文献均未涉及通过切换多逆变器系统中部分并网逆变器为电压源并网模式，然后自适应提高仍运行在电流源模式的并网逆变器电流调节器增益，相比于全电流源模式的多逆变器系统，不仅保证了系统稳定运行，还大幅改善了并网逆变器动态性能的问题。
发明内容
[0010] 为克服上述各种技术方案的局限性，本发明针对弱网下全电流源模式的多逆变器系统，通常通过降低并网逆变器电流调节器增益的方式提升系统稳定性，但是却同时恶化了动态性能的问题，提出一种弱网下基于模式切换的多逆变器系统参数自适应控制方法，首先，该方法通过切换多逆变器系统中部分并网逆变器为电压源并网模式，然后自适应提高仍运行在电流源模式的并网逆变器电流调节器增益，相比于全电流源模式的多逆变器系统，不仅保证了系统稳定运行，还大幅改善了并网逆变器动态性能。
[0011] 本发明的目的是这样实现的。本发明提出了一种弱网下基于模式切换的多逆变器系统参数自适应控制方法，本控制方法所涉及的多逆变器系统包括n台并网逆变器，n为正整数，且n>1；
[0012] 本控制方法的步骤如下：
[0013] 步骤1，设置n台并网逆变器均运行在电流源模式；
[0014] 步骤2，从n台并网逆变器中任意选择1台并网逆变器，记为并网逆变器A，设置并网逆变器A的电流调节器比例系数为Kp_n’，且Kp_n’根据下式确定：
[0015]
[0016] 上式中ρ为比例系数，且0<ρ<1；L为并网逆变器A的输出
滤波器等效电感；fs为并网逆变器A的
开关频率；KPWM为并网逆变器A的桥路PWM等效增益；
[0017] 步骤3，通过电网阻抗辨识
算法获得并网逆变器A公共耦合点的等效电网阻抗，并记为Zg_est；
[0018] 步骤4，设置其余n-1台并网逆变器中需要自适应切换到电压源模式的台数为k，k＝0,1,2,…,n-1，并设置其余n-1台并网逆变器公共耦合点的等效电网阻抗边界值δ，根据步骤2得到的并网逆变器A公共耦合点的等效电网阻抗Zg_est进行如下判断及操作：
[0019] 当满足Zg_est≤δ时，其余n-1台并网逆变器保持运行在电流源模式；
[0020] 当满足Zg_est＞δ时，其余n-1台并网逆变器中自适应切换到电压源模式的台数k从0开始逐个增加，直到满足Zg_est≤δ；
[0021] 步骤5，重新设置并网逆变器A的电流调节器参数，其中重新设置后的并网逆变器A的电流调节器比例系数为Kp_n，且Kp_n根据下式确定：
[0022]
[0023] 步骤6，结束本控制流程。
[0024] 优选地，所述电流源模式的控制步骤如下：
[0025] 步骤1.1，采集输出并网电流iga、igb、igc，采集公共耦合点电压upcca、upccb、upccc；
[0026] 步骤1.2，根据步骤1.1采集的公共耦合点电压upcca、upccb、upccc，经三相静止
坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到公共耦合点电压dq轴分量upccd、upccq；将公共耦合点电压upcca、upccb、upccc经过
锁相环PLL锁相得到公共耦合点电压相
角θ；
[0027] 公共耦合点电压三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：
[0028]
[0029]
[0030] 公共耦合点电压相角θ的计算公式为：
[0031]
[0032] 其中，ω0为公共耦合点电压的额定角频率，Kp_PLL为
锁相环PI调节器的比例调节系数，Ki_PLL为锁相环PI调节器的积分调节系数，s为拉普拉斯算子；
[0033] 步骤1.3，根据步骤1.2得到的公共耦合点电压相角θ，经过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换，将步骤1.1采集的输出并网电流iga、igb、igc转化为两相旋转坐标系下的输出并网电流dq分量igd和igq；
[0034] 输出并网电流由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：
[0035]
[0036]
[0037] 步骤1.4，设置输出并网电流指令
信号igdref、igqref，并根据步骤1.3得到的输出并网电流dq分量igd和igq，通过电网电流闭环控制方程得到
控制信号ud和uq；
[0038] 电网电流闭环控制方程为：
[0039]
[0040]
[0041] 其中，Kp为电网电流闭环控制方程中电流调节器的比例系数，Ki为电网电流闭环控制方程中电流调节器的积分系数；
[0042] 步骤1.5，根据步骤1.2得到的公共耦合点电压相角θ，将步骤1.4得到的控制信号ud和uq经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程，转化为三相静止坐标系下的控制信号分量ua、ub、uc；
[0043] 控制信号由两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程为：
[0044] ua＝udcosθ-uqsinθ
[0045]
[0046]
[0047] 步骤1.6，根据步骤1.5得到的三相静止坐标系下的控制信号分量ua、ub、uc，分别与步骤1.1得到的公共耦合点电压upcca、upccb、upccc相加，得到三相全桥并网逆变器桥臂电压控制信号分别为：ua+upcca、ub+upccb、uc+upccc，再经过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动
电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。
[0048] 优选地，步骤3所述电网阻抗辨识算法步骤如下：
[0049] 步骤3.1，在公共耦合点PCC处注入频率75Hz的非特征次谐波电流；
[0050] 步骤3.2，
采样公共耦合点PCC处的谐波响应电压upcch和谐波响应电流igh；
[0051] 步骤3.3，通过快速傅里叶算法FFT分别对谐波响应电压upcch和谐波响应电流igh进行
频谱分析，分别获得在75Hz频率处谐波响应电压分量的幅值|Upcch_75Hz|、75Hz频率处谐波响应电压分量的
相位∠Upcch_75Hz、75Hz频率处的谐波响应电流分量的幅值|Ipcch_75Hz|、75Hz频率处的谐波响应电流分量的相位∠Ipcch_75Hz；根据下式得到在75Hz频率处电网阻抗的幅值|Zg|和75Hz频率处电网阻抗的相位∠Zg：
[0052]
[0053] ∠Zg＝∠Upcch_75Hz-∠Ipcch_75Hz；
[0054] 步骤3.4，根据步骤3.3得到的在75Hz频率处电网阻抗的幅值|Zg|和75Hz频率处电网阻抗的相位∠Zg，按照下式计算得到电网阻抗辨识值Zg_est：
[0055]
[0056] 优选地，步骤4所述电压源模式的控制步骤如下：
[0057] 步骤4.1，采集输出并网电流iga、igb、igc，采集公共耦合点电压upcca、upccb、upccc；
[0058] 步骤4.2，根据步骤4.1采集的输出并网电流iga、igb、igc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到输出并网电流αβ轴分量igα、igβ；根据步骤4.1采集的公共耦合点电压upcca、upccb、upccc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到公共耦合点电压αβ轴分量upccα、upccβ；
[0059] 输出并网电流由三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程为：
[0060]
[0061]
[0062] 公共耦合点电压由三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程为：
[0063]
[0064]
[0065] 步骤4.3，根据步骤4.2得到的输出并网电流αβ轴分量igα、igβ，以及公共耦合点电压αβ轴分量upccα、upccβ，先经过平均有功功率计算方程得到平均有功功率 再经过平均
无功功率计算方程得到平均无功功率
[0066] 平均有功功率计算方程为：
[0067]
[0068] 平均无功功率计算方程为：
[0069]
[0070] 其中，τ为一阶
低通滤波器时间常数，s为拉普拉斯算子；
[0071] 步骤4.4，根据步骤4.3得到的平均有功功率 经有功功率-频率下垂控制方程得到并网逆变器的输出角频率ω；其中有功功率-频率下垂控制方程为：
[0072]
[0073] 其中，Pn为并网逆变器给定有功功率指令，ωn为并网逆变器在给定有功功率指令Pn时所对应的额定角频率，Dp为有功下垂系数；
[0074] 对并网逆变器的输出角频率ω积分得到并网逆变器输出相角θ0，即：
[0075]
[0076] 步骤4.5，根据步骤4.1采集的公共耦合点电压upcca、upccb、upccc，以及根据步骤4.4得到的并网逆变器输出相角θ0，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到公共耦合点电压dq轴分量upccd、upccq；
[0077] 公共耦合点电压由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：
[0078]
[0079]
[0080] 步骤4.6，根据步骤4.1采集的输出并网电流iga、igb、igc，以及根据步骤4.4得到的并网逆变器输出相角θ0，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到输出并网电流dq分量igd和igq；
[0081] 输出并网电流由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：
[0082]
[0083]
[0084] 步骤4.7，根据步骤4.3得到的并网逆变器输出平均无功功率 经无功功率-幅值下垂控制方程得到并网逆变器的公共耦合点电压dq分量基准值upccdref、upccqref，无功功率-幅值下垂控制方程为：
[0085]
[0086] upccqref＝0
[0087] 其中，Un为并网逆变器在给定无功功率指令Qn时所对应的额定
输出电压，Dq为无功下垂系数；
[0088] 步骤4.8，先根据步骤4.5得到的公共耦合点电压dq轴分量upccd、upccq，以及步骤4.7得到的公共耦合点电压dq分量基准值upccdref、upccqref，再通过电压环控制方程得到输出并网电流指令信号igdref、igqref；
[0089] 电压环控制方程为：
[0090]
[0091]
[0092] 其中，Kp1为电压环控制方程中PI调节器的比例控制系数，Ki1为电压环控制方程中PI调节器的积分控制系数；
[0093] 步骤4.9，先根据步骤4.8得到的输出并网电流指令信号igdref、igqref，并根据步骤4.6得到的输出并网电流dq分量igd和igq，通过电流环控制方程得到控制信号ud和uq；
[0094] 电流环控制方程为：
[0095]
[0096]
[0097] 其中，Kp2为电流环控制方程中PI调节器的比例控制系数，Ki2为电流环控制方程中PI调节器的积分控制系数；
[0098] 步骤4.10，根据步骤4.4得到的并网逆变器输出相角θ0，将步骤4.9得到的控制信号ud和uq经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程，转化为三相静止坐标系下的控制信号分量ua、ub、uc；
[0099] 控制信号由两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程为：
[0100] ua＝udcosθ0-uqsinθ0
[0101]
[0102]
[0103] 步骤4.11，根据步骤4.10得到的三相静止坐标系下的分量ua、ub、uc，分别与步骤4.1得到的公共耦合点电压upcca、upccb、upccc相加，得到三相全桥并网逆变器桥臂电压控制信号分别为：ua+upcca、ub+upccb、uc+upccc，再经过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。
[0104] 与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：
[0105] 1、本发明不仅实施简单，而且相比于传统多逆变器系统中的电流源模式并网逆变器，保证系统稳定运行的同时，大幅改善了其动态性能；
[0106] 2、本发明克服了弱网下全电流源模式的多逆变器系统，通常通过降低并网逆变器电流调节器增益的方式提升系统稳定性，但是却同时恶化了动态性能的问题；
[0107] 3、本发明仅需通过通过切换多逆变器系统中部分并网逆变器为电压源并网模式，然后自适应提高仍运行在电流源模式的并网逆变器电流调节器增益，相比于全电流源模式的多逆变器系统，不仅保证了系统稳定运行，还大幅改善了并网逆变器动态性能，实现方式简便有效。
附图说明
[0108] 图1为本发明所采用的弱电网下多逆变器系统拓扑结构。
[0110] 图3为弱电网下多逆变器系统中单台并网逆变器运行在电流源模式时控制策略示意图。
[0111] 图4为弱电网下多逆变器系统中单台并网逆变器运行在电压源模式时控制策略示意图。
[0112] 图5为本发明基于非特征谐波注入的电网阻抗辨识算法
框图。
[0113] 图6为2台并网逆变器构成的多逆变器系统中并网逆变器A未采用本发明所提出控制策略时，输出并网电流幅值从半载到满载时的动态
波形。
[0114] 图7为2台并网逆变器构成的多逆变器系统中并网逆变器A采用本发明所提出控制策略时，输出并网电流幅值从半载到满载时的动态波形。
具体实施方式
[0115] 本发明的
实施例提供了一种弱网下基于模式切换的多逆变器系统参数自适应控制方法，以解决现有技术存在的弱网下全电流源模式的多逆变器系统，通常通过降低并网逆变器电流调节器增益的方式提升系统稳定性，但是却同时恶化了动态性能的问题，通过切换多逆变器系统中部分并网逆变器为电压源并网模式，然后自适应提高仍运行在电流源模式的并网逆变器电流调节器增益，相比于全电流源模式的多逆变器系统，不仅保证了系统稳定运行，还大幅改善了并网逆变器动态性能。
[0116] 下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整的描述。
[0117] 本发明所采用的弱电网下多逆变器系统拓扑结构如图1所示。该弱电网下多逆变器系统拓扑结构由多台相同的并网逆变器组成，多逆变器系统中并网逆变器的数量为n，n为正整数，且n>1；每台并网逆变器拓扑结构包括直流侧滤波电容Cdc、三相桥式逆变拓扑、并网逆变器侧电感L1、滤波电容C、阻尼
电阻Rd、网侧电感L2、LCL型滤波器通过公共耦合点PCC与带有电网阻抗Zg的三相电网相连，rg为电网阻抗Zg的阻性分量，Lg为电网阻抗Zg的感性分量，rg和Lg构成电网阻抗Zg，电网阻抗Zg表达式如下：
[0118] Zg＝rg+s·Lg
[0119] 式中的s为拉普拉斯算子。本实施例中，n＝2，Cdc＝600μF，L1＝0.9mH，C＝40μF，Rd＝0.15Ω，L2＝0.1mH，rg＝0，Lg＝0.5mH。
[0120] 图2为本发明的实施流程图。由图2可见，本发明由以下几个步骤组成：
[0121] 步骤1，设置n台并网逆变器均运行在电流源模式。
[0122] 步骤2，从n台并网逆变器中任意选择1台并网逆变器，记为并网逆变器A，设置并网逆变器A的电流调节器比例系数为Kp_n’，且Kp_n’根据下式确定：
[0123]
[0124] 上式中ρ为比例系数，且0<ρ<1；L为并网逆变器A的输出滤波器等效电感；fs为并网逆变器A的开关频率；KPWM为并网逆变器A的桥路PWM等效增益。本实施例中，选取第1台并网逆变器作为并网逆变器A，ρ＝0.1，L＝1mH，KPWM＝1，fs＝16kHz，因此，Kp_n’≈0.533。
[0125] 步骤3，通过电网阻抗辨识算法获得并网逆变器A公共耦合点的等效电网阻抗，并记为Zg_est。
[0126] 步骤4，设置其余n-1台并网逆变器中需要自适应切换到电压源模式的台数为k，k＝0,1,2,…,n-1，并设置其余n-1台并网逆变器公共耦合点的等效电网阻抗边界值δ，根据步骤2得到的并网逆变器A公共耦合点的等效电网阻抗Zg_est进行如下判断及操作：
[0127] 当满足Zg_est≤δ时，其余n-1台并网逆变器保持运行在电流源模式；
[0128] 当满足Zg_est＞δ时，其余n-1台并网逆变器中自适应切换到电压源模式的台数k从0开始逐个增加，直到满足Zg_est≤δ。
[0129] 本实施例中，δ＝1.2mH。
[0130] 步骤5，重新设置并网逆变器A的电流调节器参数，其中重新设置后的并网逆变器A的电流调节器比例系数为Kp_n，且Kp_n根据下式确定：
[0131]
[0132] 上式中L为并网逆变器A的输出滤波器等效电感；fs为并网逆变器A的开关频率；KPWM为并网逆变器A的桥路PWM等效增益；本实施例中，L＝1mH，KPWM＝1，fs＝16kHz，因此，Kp_n≈5.33。
[0133] 步骤6，结束本控制流程。
[0134] 图3为弱电网下多逆变器系统中单台并网逆变器运行在电流源模式时控制策略示意图。由图3可见，运行在电流源模式的并网逆变器控制策略步骤如下：
[0135] 步骤1.1，采集输出并网电流iga、igb、igc，采集公共耦合点电压upcca、upccb、upccc。
[0136] 步骤1.2，根据步骤1.1采集的公共耦合点电压upcca、upccb、upccc，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到公共耦合点电压dq轴分量upccd、upccq；将公共耦合点电压upcca、upccb、upccc经过锁相环PLL锁相得到公共耦合点电压相角θ。
[0137] 公共耦合点电压三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：
[0138]
[0139]
[0140] 公共耦合点电压相角θ的计算公式为：
[0141]
[0142] 其中ω0为公共耦合点电压的额定角频率，Kp_PLL为锁相环PI调节器的比例调节系数，Ki_PLL为锁相环PI调节器的积分调节系数，s为拉普拉斯算子。在本发明实施例中，ω0＝314rad/s，Kp_PLL＝2000，Ki_PLL＝1。
[0143] 步骤1.3，根据步骤1.2得到的公共耦合点电压相角θ，经过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换，将步骤1.1采集的输出并网电流iga、igb、igc转化为两相旋转坐标系下的输出并网电流dq分量igd和igq。
[0144] 输出并网电流由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：
[0145]
[0146]
[0147] 步骤1.4，设置输出并网电流指令信号igdref、igqref，并根据步骤1.3得到的输出并网电流dq分量igd和igq，通过电网电流闭环控制方程得到控制信号ud和uq；
[0148] 电网电流闭环控制方程为：
[0149]
[0150]
[0151] 其中，Kp为电网电流闭环控制方程中电流调节器的比例控制系数，Ki为电网电流闭环控制方程中电流调节器的积分控制系数；
[0152] 步骤1.5，根据步骤1.2得到的公共耦合点电压相角θ，将步骤1.4得到的控制信号ud和uq经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程，转化为三相静止坐标系下的控制信号分量ua、ub、uc。
[0153] 控制信号由两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程为：
[0154] ua＝udcosθ-uqsinθ
[0155]
[0156]
[0157] 步骤1.6，根据步骤1.5得到的三相静止坐标系下的控制信号分量ua、ub、uc，分别与步骤1.1得到的公共耦合点电压upcca、upccb、upccc相加，得到三相全桥并网逆变器桥臂电压控制信号分别为：ua+upcca、ub+upccb、uc+upccc，再经过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。
[0158] 图4为弱电网下多逆变器系统中单台并网逆变器运行在电压源模式时控制策略示意图。由图4可见，本发明步骤4所述运行在电压源模式的并网逆变器控制策略步骤如下：
[0159] 步骤4.1，采集输出并网电流iga、igb、igc，采集公共耦合点电压upcca、upccb、upccc。
[0160] 步骤4.2，根据步骤4.1采集的输出并网电流iga、igb、igc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到输出并网电流αβ轴分量igα、igβ；根据步骤4.1采集的公共耦合点电压upcca、upccb、upccc，经三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程得到公共耦合点电压αβ轴分量upccα、upccβ。
[0161] 输出并网电流由三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程为：
[0162]
[0163]
[0164] 公共耦合点电压由三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换方程为：
[0165]
[0166]
[0167] 步骤4.3，根据步骤4.2得到的输出并网电流αβ轴分量igα、igβ，以及公共耦合点电压αβ轴分量upccα、upccβ，先经过平均有功功率计算方程得到平均有功功率 再经过平均无功功率计算方程得到平均无功功率
[0168] 平均有功功率计算方程为：
[0169]
[0170] 平均无功功率计算方程为：
[0171]
[0172] 其中，τ为一阶低通滤波器时间常数，s为拉普拉斯算子。在本发明实施例中，τ＝0.00667s。
[0173] 步骤4.4，根据步骤4.3得到的平均有功功率 经有功功率-频率下垂控制方程得到并网逆变器的输出角频率ω；其中有功功率-频率下垂控制方程为：
[0174]
[0175] 其中，Pn为并网逆变器给定有功功率指令，ωn为并网逆变器在给定有功功率指令Pn时所对应的额定角频率，Dp为有功下垂系数。在本发明实施例中，ωn＝314rad/s，Pn＝20kW，Dp＝0.0001。
[0176] 对并网逆变器的输出角频率ω积分得到并网逆变器输出相角θ0，即：
[0177]
[0178] 步骤4.5，根据步骤4.1采集的公共耦合点电压upcca、upccb、upccc，以及根据步骤4.4得到的并网逆变器输出相角θ0，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到公共耦合点电压dq轴分量upccd、upccq。
[0179] 公共耦合点电压由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：
[0180]
[0181]
[0182] 步骤4.6，根据步骤4.1采集的输出并网电流iga、igb、igc，以及根据步骤4.4得到的并网逆变器输出相角θ0，经三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程得到输出并网电流dq分量igd和igq。
[0183] 输出并网电流由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换方程为：
[0184]
[0185]
[0186] 步骤4.7，根据步骤4.3得到的并网逆变器输出平均无功功率 经无功功率-幅值下垂控制方程得到并网逆变器的公共耦合点电压dq分量基准值upccdref、upccqref，无功功率-幅值下垂控制方程为：
[0187]
[0188] upccqref＝0
[0189] 其中，Un为并网逆变器在给定无功功率指令Qn时所对应的额定输出电压，Dq为无功下垂系数。在本发明实施例中，Un＝220V，Qn＝0，Dq＝0.0001。
[0190] 步骤4.8，先根据步骤4.5得到的公共耦合点电压dq轴分量upccd、upccq，以及步骤4.7得到的公共耦合点电压dq分量基准值upccdref、upccqref，再通过电压环控制方程得到输出并网电流指令信号igdref、igqref。
[0191] 电压环控制方程为：
[0192]
[0193]
[0194] 其中，Kp1为电压环控制方程中PI调节器的比例控制系数，Ki1为电压环控制方程中PI调节器的积分控制系数。在本发明实施例中，Kp1＝1，Ki1＝1000。
[0195] 步骤4.9，先根据步骤4.8得到的输出并网电流指令信号igdref、igqref，并根据步骤4.6得到的输出并网电流dq分量igd和igq，通过电流环控制方程得到控制信号ud和uq。
[0196] 电流环控制方程为：
[0197]
[0198]
[0199] 其中，Kp2为电流环控制方程中PI调节器的比例控制系数，Ki2为电流环控制方程中PI调节器的积分控制系数。在本发明实施例中，Kp2＝100，Ki2＝0。
[0200] 步骤4.10，根据步骤4.4得到的并网逆变器输出相角θ0，将步骤4.9得到的控制信号ud和uq经过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程，转化为三相静止坐标系下的控制信号分量ua、ub、uc。
[0201] 控制信号由两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换方程为：
[0202] ua＝udcosθ0-uqsinθ0
[0203]
[0204]
[0205] 步骤4.11，根据步骤4.10得到的三相静止坐标系下的分量ua、ub、uc，分别与步骤4.1得到的公共耦合点电压upcca、upccb、upccc相加，得到三相全桥并网逆变器桥臂电压控制信号分别为：ua+upcca、ub+upccb、uc+upccc，再经过SVPWM调制生成并网逆变器功率器件的开关信号，经过驱动电路控制三相全桥并网逆变器功率器件的开通和关断。
[0206] 图5为本发明基于非特征谐波注入的电网阻抗辨识方法框图。根据图5，本发明步骤3所述电网阻抗辨识算法的步骤如下：
[0207] 步骤3.1，在公共耦合点PCC处注入频率75Hz的非特征次谐波电流。在本发明实例中，注入频率75Hz的非特征次谐波电流幅值为2A；
[0208] 步骤3.2，采样公共耦合点PCC处的谐波响应电压upcch和谐波响应电流igh；
[0209] 步骤3.3，通过快速傅里叶算法FFT分别对谐波响应电压upcch和谐波响应电流igh进行频谱分析，分别获得在75Hz频率处谐波响应电压分量的幅值|Upcch_75Hz|、75Hz频率处谐波响应电压分量的相位∠Upcch_75Hz、75Hz频率处的谐波响应电流分量的幅值|Ipcch_75Hz|、75Hz频率处的谐波响应电流分量的相位∠Ipcch_75Hz；根据下式得到在75Hz频率处电网阻抗的幅值|Zg|和75Hz频率处电网阻抗的相位∠Zg：
[0210]
[0211] ∠Zg＝∠Upcch_75Hz-∠Ipcch_75Hz；
[0212] 步骤3.4，根据步骤3.3得到的在75Hz频率处电网阻抗的幅值|Zg|和75Hz频率处电网阻抗的相位∠Zg，按照下式计算得到电网阻抗辨识值Zg_est：
[0213]
[0214] 在本发明实施例中，图6为2台并网逆变器构成的多逆变器系统中并网逆变器A未采用本发明所提出控制策略时，输出并网电流幅值从半载到满载时的动态波形。此时，多逆变器系统的2台逆变器均运行在电流源模式且根据图2所示的步骤设置并网逆变器A的电流调节器比例系数为Kp_n’≈0.533。由图6可见，并网逆变器A的输出电流波形存在明显的低次谐波，并且当指令电流从半载到满载阶跃时，电流动态调节过渡时间也较长。图7为2台并网逆变器构成的多逆变器系统中并网逆变器A采用本发明所提出控制策略时，输出并网电流幅值从半载到满载时的动态波形。此时，并网逆变器A运行在电流源模式，另外一台并网逆变器运行在电压源模式。根据图2所示的步骤设置并网逆变器A的电流调节器比例系数为Kp_n’≈5.33，对比图6和图7可见，此时并网逆变器A的输出电流波形低次谐波消失，并且半载到满载时的动态调节过渡时间变小。综合图6、图7可见，本发明提出的弱网下基于模式切换的多逆变器系统参数自适应控制方法比于传统多逆变器系统中的电流源模式并网逆变器，保证系统稳定运行的同时，大幅改善了其动态性能。
