技术领域
[0001] 本
发明涉及无线通信领域，尤其涉及的是一种到达方向的估计方法、干扰抑制方法及其接收器。
背景技术
[0002]
云无线电接入网(C-RAN)是一种为5G蜂窝系统提出的充分利用空间分集的新架构。在C-RAN中，传统的宏基站被中央基带单元(BBU)和多个分布式远程无线电头(RRH)所取代。RRH被密集部署以利用多路复用增益。RRH收到的
信号在BBU联合处理。这种分布式接收和集中处理的架构和其他工作的收发器技术一起用来提高网络
频谱效率。
[0003] 在C-RAN中，传统基站的功能被分成无线电单元和基带
信号处理单元。无线电单元被称为远程无线电头(RRH)并提供空中
接口。RRH密集部署以获得空间复用增益。基带信号处理单元称为BBU池，由强大的计算资源组成。其功能包括传输和信号处理的协调，如预处理/后处理和无线资源调度。RRH接收/发送的信号通过高速前传链路发送到BBU或从BBU发送，其中媒体通常是光纤。
[0004] 由于频谱的稀缺性，毫米波(mmWave)将用于5G网络的高
数据速率传输。频谱从30GHz到300GHz，其传播特性不同于6GHz以下频段。具有类似光学传播特性，并且很少有独立的多径信道可用于分离来自干扰终端的信号。
[0005]
现有技术中，视距(LoS)多用户毫米波通信主要利用了LoSchannel的特性，但是无法较好地解决干扰。
[0006] 因此，现有技术还有待于改进和发展。
发明内容
[0007] 本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述
缺陷，提供一种到达方向的估计方法、干扰抑制方法及其接收器，旨在解决现有技术中视距多用户毫米波通信无法较好解决干扰的问题。
[0008] 本发明解决技术问题所采用的技术方案如下：
[0009] 一种基于谐波综合的到达方向的估计方法，其中，包括以下步骤：
[0010] 提取由圆形阵列接收信号的谐波并合成为扫描得到搜索扫描函数，其中，谐波中嵌入有到达方向信息；
[0011] 通过搜索扫描函数的峰值获得到达方向。
[0012] 所述的基于谐波综合的到达方向的估计方法，其中，所述圆形阵列所在系统包括：基带信号处理单元、与所述基带信号处理单元通信连接的若干个远程无线电头、设置在所述远程无线电头上的所述圆形阵列、与所述圆形阵列通信连接的终端。
[0013] 所述的基于谐波综合的到达方向的估计方法，其中，所述搜索扫描函数为[0014]
[0015] 其中，合成噪声 θ、分别为圆形阵列和与该圆形阵列通信连接的终端之间的视距通信链路的仰
角、方位角，rqu为第q个圆形阵列和第u个终端之间的距离，α为路径损耗指数，j为虚数单位，Jn为第一类n阶贝塞尔函数，n为自然数，k为
波数，R为圆形阵列的半径，D(·)表示距离函数，M为圆形阵列中天线单元的数量，sin(·)为正弦函数，e为自然对数的底数， 为第n个噪声分量，∑为求和符号，∣·∣为取绝对值操作。
[0016] 所述的基于谐波综合的到达方向的估计方法，其中，所述仰角θ的范围为[π/2，π]，所述方位角 的范围为(0，2π]。
[0017] 一种基于空间谐波的干扰抑制方法，其中，其包括以下步骤：
[0018] 将圆形阵列接收信号采用上述任意一项所述基于谐波综合的到达方向的估计方法估计得到到达方向；
[0019] 根据到达方向计算得到接收信号矢量；
[0020] 根据后
滤波器和接收信号矢量得到后滤波信号。
[0021] 所述的基于空间谐波的干扰抑制方法，其中，所述接收信号矢量为
[0022]
[0023]
[0024] 其中，∑为求和符号，rqu为第q个圆形阵列和与第q个圆形阵列通信连接的第u个终端之间的距离，α为路径损耗指数，xu为第u个终端发送符号， nq为噪声矢量，hqu为第q个圆形阵列和第u个终端的M×1信道矢量，e为自然对数的底数，j为虚数单位，k为波数，R为圆形阵列的半径，sin(·)为正弦函数，cos(·)为余弦函数， 为圆形阵列中第m个天线单元的方位角， m＝0，1，2，...，M-1，M为圆形阵列中天线单元的数量，θqu、 分别为第q个圆形阵列和第u个终端之间的视距通信链路的仰角、方位角。
[0025] 所述的基于空间谐波的干扰抑制方法，其中，所述后滤波器为
[0026]
[0027] 其中，n为自然数，cqu，n为第n个傅里叶级数系数，⊙为Hadanard乘积，fn为
相位补偿器， (·)T为转置。
[0028] 所述的基于空间谐波的干扰抑制方法，其中，所述后滤波信号为
[0029]
[0030] 其中，合成噪声 M为圆形阵列中天线单元的数量，j为虚数单位，Jn为第一类n阶贝塞尔函数，n为自然数，sin(·) 为正弦函数， 为第n个噪声分量。
[0031] 一种基于空间谐波的干扰抑制接收器，其中，包括：处理器，以及与所述处理器连接的
存储器，
[0032] 所述存储器存储有基于空间谐波的干扰抑制程序，所述基于空间谐波的干扰抑制程序被所述处理器执行时实现以下步骤：
[0033] 将圆形阵列接收信号采用上述任意一项所述基于谐波综合的到达方向的估计方法估计得到到达方向；
[0034] 根据到达方向计算得到接收信号矢量；
[0035] 根据后滤波器和接收信号矢量得到后滤波信号。
[0036] 所述的基于空间谐波的干扰抑制接收器，其中，所述干扰抑制接收器的
信噪比为[0037]
[0038] 其中，∑为求和符号，rqu为第q个圆形阵列和与第q个圆形阵列通信连接的第u个终端之间的距离，α为路径损耗指数，q＝1，2，...，Q，Q为圆形阵列的数量，∥·∥表示欧几里德范数，I为单位阵，Bqu为因子，H为共轭转置，e0为M×1的单位向量，M为圆形阵列中天线单元的数量， 为噪声方差。
[0039] 有益效果：通过识别扫描函数的最大值的
位置给出了对于终端的到达方向的估计，继而可用来得到圆形阵列引起的空间谐波，以解决了视距多用户毫米波通信干扰的问题。
附图说明
[0040] 图1是本发明中系统的示意图。
[0041] 图2是远程无线电头和终端u之间的视距连接图。
[0042] 图3是本发明中每位用户的吞吐量比较图。
[0043] 图4是本发明中θ和 的到达方向估计均方根误差图。
具体实施方式
[0044] 为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚、明确，以下参照附图并举
实施例对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0045] 请同时参阅图1-图4，本发明提供了一种基于谐波综合的到达方向的估计方法的一些实施例。
[0046] 本发明的基于谐波综合的到达方向的估计方法是在以下系统模型上进行的：
[0047] 在C-RAN(Cloud Radio Access Networks，云无线接入网络)中，传统基站的功能被分成无线电单元和基带信号处理单元。无线电单元被称为远程无线电头(RRH，Remote Radio Head)并提供空中接口。RRH密集部署以获得空间复用增益。基带信号处理单元称为BBU(Baseband Signal Processing Unit)池，由强大的计算资源组成。其功能包括传输和信号处理的协调，如预处理/后处理和无线资源调度。RRH接收/发送的信号通过高速前传链路发送到BBU或从BBU发送，其中媒体通常是光纤。
[0048] 如图1中所示的C-RAN系统，假设网络中存在Q个分布式远程无线电头端(RRH)，相应存在Q个圆形阵列，为U个活动终端提供服务。由于在C-RAN中没有小区边界，因此终端可以通过无线链路由多个RRH同时服务。在本发明中，认为前传链路的容量是有限的。
[0049] 圆形阵列安装在RRH上以提供全环
覆盖并且扫描角度为360°。每个圆形阵列由均匀分布在半径为R且原点为O的圆周上的M个全向天线单元组成。假设天线数M很大，这对于在mmWave应用场景中积累足够的
能量是必要的。远程无线电头端q(q＝1,...,Q)上的圆形阵列与单天线终端u(u＝1,...,U) 之间的LoS(Line of Sight，视距)通信链路如图2所示。第q个RRH和第u 个终端距离是rqu，终端配有信号天线。本发明由圆形阵列接收的信号的谐波结构来估计DoA(Direction of arrival，到达方向)。
[0050] 本发明的一种基于谐波综合的到达方向的估计方法，包括以下步骤：
[0051] S10、提取由圆形阵列接收信号的谐波并合成为扫描得到搜索扫描函数，其中，谐波中嵌入有到达方向信息。
[0052] mmWave表现出与传统的6GHz以下频谱不同的传播特性，我们在系统设计中必须考虑这些特性，其中一个重要的是它的准光学传播行为。由于大的反射和阻塞损失，其大部分信号能量沿LoS方向传输。实际上，可以看出，LoS分量的幅度通常比非LoS路径强5到10dB。在发明中，只考虑LoS路径。RRH q和终端u之间的LoS路径如图1所示。如图2所示， LoS路径分别延伸方位角 和仰角θ。然后，LoS信道矢量hqu由下式给出
[0053]
[0054] 其中，j为虚数单位，k为波数，R为圆形阵列的半径，sin(·)为正弦函数，cos(·)为余弦函数， 为圆形阵列中第m个天线单元的方位角，m＝0， 1，2，...，M-1，M为圆形阵列中天线单元的数量，θqu、 分别为第q个圆形阵列和第u个终端之间的视距通信链路的仰角、方位角。
[0055] 然后，LoS信道矢量hqu在上面的等式中，波数k由k＝2π/λ定义，λ为
波长，并且圆上第m个天线单元的方位角是 m＝0，...，M-1。
[0056] 终端轮流发送训练符号，所有RRH都从它们各自接收到的信号中估计终端的DoA。训练符号可以设置为xu，u＝1，2，3，...，U，U为终端的数量。然后，来自终端u的RRH q接收的训练符号(即接收信号矢量Sq)可以写成如下公式：
[0057]
[0058] 其中，∑为求和符号，rqu为第q个圆形阵列和与第q个圆形阵列通信连接的第u个终端之间的距离，α为路径损耗指数(Loss Exponent)，xu为第 u个终端发送符号，nq为噪声矢量，q和u之间的M×1信道矢量由hqu表示，噪声矢量具体为加性高斯白噪声，其遵循具有协方差矩阵 的零均值复数高斯分布，即nq∈CN I为单位阵。来自不同用户的信号是独立的，并且它们的能量被归一化，即进行信号的能量约束，E||xu|2|＝1。此外，信号和噪声是独立的。
[0059] 正如Jacobi-Anger扩展所暗示的那样，信号是各种谐波分量的总和。要检索这些组件，应用fn，
[0060]
[0061] 经过数学操作后，(3)成为了
[0062]
[0063] j为虚数单位，k为波数，R为圆形阵列的半径，sin(·)为正弦函数，
[0064] 可以容易地获得 遵循正态分布CN(0，δ2/M)。通过调用贝塞尔函数的特性，即，对于x>>1和|n|>x，Jn(x)≈0，导致天线元素M→∞的数量在 (4)中的近似。
[0065] DoA扫描函数的组成是将谐波系数αqu,n乘以 与不确定变量θ(θ∈[π/2，π])和 因为实际上，RRH天线通常安装在比在地面上漫游的
终端/用户更高的杆上。当M>kR时，可以显示出来如下公式：
[0066]
[0067] 其中，合成噪声 θ、分别为圆形阵列和与圆形阵列通信连接的终端之间的视距通信链路的仰角、方位角，rqu为第q 个圆形阵列和第u个终端之间的距离，α为路径损耗指数，Jn为第一类n阶贝塞尔函数(Bessel Function)，n为自然数，k为波数，R为圆形阵列的半径，Dq(·)表示距离函数
其中，v为中间变量，具
体地，v可以是 此处第u个终端的噪声来自于其相邻的终端(如第v个终端)，因此需要计算第u个终端与其相邻的终端的距离。
[0068] S20、通过搜索扫描函数的峰值获得到达方向。
[0069] 式(5)通过应用贝塞尔函数的一般加法公式，扫描功能是第0种贝塞尔函数，它由路径损耗衰减并被噪声破坏。其论点与距离函数有关，该距离函数测量终端u的方向与变化方向 之间的分离。当这两个方向一致时，扫描函数 通过贝塞尔函数的性质达到其最大值。因此，识别扫描函数 的最大值的位置给出了对于终端u的DoA的估计。
[0070] 本发明还提供了一种基于空间谐波的干扰抑制方法的较佳实施例：
[0071] 本发明实施例所述一种基于空间谐波的干扰抑制方法，包括以下步骤：
[0072] 步骤S100、将圆形阵列接收信号采用上述任意一实施例所述基于谐波综合的到达方向的估计方法估计得到到达方向。具体地，如上所述。
[0073] 步骤S200、根据到达方向计算得到接收信号矢量。
[0074] 具体地，接收信号矢量为
[0075]
[0076]
[0077] 其中，∑为求和符号，rqu为第q个圆形阵列和与第q个圆形阵列通信连接的第u个终端之间的距离，α为路径损耗指数，xu为第u个终端发送符号， nq为噪声矢量，hqu为第q个圆形阵列和第u个终端的M×1信道矢量，j为虚数单位，k为波数，R为圆形阵列的半径，sin(·)为正弦函数，cos(·)为余弦函数， 为圆形阵列中第m个天线单元的方位角，m＝0，1，2，...，M-1，θqu、 分别为第q个圆形阵列和第u个终端之间的视距通信链路的仰角、方位角。
[0078] 步骤S300、根据后滤波器和接收信号矢量得到后滤波信号。
[0079] 具体地，在连续圆阵列中，滤波器(或阵列处理中调用的激励函数) 是周期函数。因此，它们可以表示为空间谐波的线性组合 即 其中cn是傅立叶级数
系数。空间谐波在空间域中彼此
正交并且表示空间
自由度。这可以用于设计如下所述的干扰抑制接收器。
[0080] 为了提取终端u的所需信号，将以下等式中所示的后滤波器gqu应用于 sq。
[0081]
[0082] 其中，n为自然数，cqu，n为第n个傅里叶级数系数，⊙表示Hadamard 乘积，(·)T为转置。后滤波器是由两个组件的级联、终端u的相位补偿器以及傅里叶级数系数cqu,n表示的可调滤波器，n＝0，1，2，...， M-1。这些系数是标准化的。
[0083]
[0084] 后滤波信号可以写成：
[0085]
[0086] 通过将(7)和(2)代入(8)，可以获得以下等式：
[0087]
[0088] SHBIS(Spatial-Harmonic-based Interference Suppressor)表示空间谐波干扰抑制器，由于噪声矢量nq的元素是相互独立的，因此可以示出合成噪声 遵循正态分布CN(0，δ2/M)。通过遵循在上面的部分中，因子Bqu，v,n可以计算为
[0089]
[0090] M元素圆形阵列，可视为连续圆形阵列的
采样结果。通过选择足够大的M可以忽略它们。但是，在下面的干扰抑制接收器设计中不需要消除这些高阶分量。从(9)可以看出，滤波后信号由三部分组成：期望信号，用户间干扰和噪声。对于用户间干扰，必须设置那些傅立叶级数系数cqu，n，使得
[0091]
[0092] 对于可以求解的上述线性方程组，系数M的数量必须超过方程的数量，即M>U-1。通过将术语Bqu，v,n排列成矩阵，我们得到了以下公式：
[0093] Bqucqu＝0 (12)
[0094]
[0095] cu＝[cqu,0cqu,1...cqu,M-1]T (14)
[0096] 齐次方程(12)的解是傅立叶级数系数向量cqu在Bqu的列空间的零空间中。它在数学上表示为 span(·)表示由参数中的列向量张成的子空间，A-表示矩阵A的Moore-Penrose逆。其中接收信号的期望分量的系数可以通过以下公式计算
[0097]
[0098] 其中，∥·∥表示欧几里德范数，e0＝[1,0，...，0]T是M×1单位向量，由于cqu和e0之间的最大相关性，不等式结果是e0在空间上的投影cqu。在抑制干扰之后，来自RRH q的u的接收信号(也即后滤波信号)可以写为
[0099]
[0100] 本发明还提供了一种基于空间谐波的干扰抑制接收器的较佳实施例：
[0101] 本发明实施例所述一种基于空间谐波的干扰抑制接收器，包括：处理器，以及与所述处理器连接的存储器，
[0102] 所述存储器存储有基于空间谐波的干扰抑制程序，所述基于空间谐波的干扰抑制程序被所述处理器执行时实现以下步骤：
[0103] S100、将圆形阵列接收信号采用上述任意一项所述基于谐波综合的到达方向的估计方法估计得到到达方向。
[0104] S200、根据到达方向计算得到接收信号矢量。
[0105] S300、根据后滤波器和接收信号矢量得到后滤波信号。
[0106] 所述干扰抑制接收器的信噪比为
[0107]
[0108] 具体地，由(16)可知，来自RRH q的终端u的最大SNR是
[0109]
[0110] SNR(Signal-Noise Ratio)表示信噪比，通过组合来自所有RRH q＝1，...， Q的后滤波接收信号yqu，并注意到噪声分量nqu对于不同的q是独立的，因为RRH是分布式的，则基于空间谐波的干扰抑制器的信噪比是有序的，可由式(17)给出。
[0111] 如图3所示，在相同信噪比下，采用本发明方法，每位用户的吞吐量大大提高。如图4所示，在较低的信噪比下，本发明方法得到的仰角和方位角的误差较小。
[0112] 综上所述，本发明所提供的一种到达方向的估计方法、干扰抑制方法及其接收器，所述到达方向的估计方法包括：提取由圆形阵列接收信号的谐波并合成为扫描得到搜索扫描函数，其中，谐波中嵌入有到达方向信息；通过搜索扫描函数的峰值获得到达方向。通过识别扫描函数的最大值的位置给出了对于终端的到达方向的估计，继而可用来得到圆形阵列引起的空间谐波，以解决了视距多用户毫米波通信干扰的问题。
[0113] 应当理解的是，本发明的应用不限于上述的举例，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，所有这些改进和变换都应属于本发明所附
权利要求的保护范围。
